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1 제 1 장개요 -1-

2 제1장개 요 최근들어전세계적으로전자산업의구조개편이가속화되고있다. 즉, 세계전자시장수 요와전자기술의급속한변환에따라가정용전자기기가쇠퇴하는대신정보통신용전자기 기가꾸준히성장하고있다. 특히정보와사회를향한컴퓨터와개인통신장비의수요가 급증하고기존의가전기기와정보통신기기, 컴퓨터가융합하여새로운기기로등장하고있 는것이최근전자산업의특징이되고있다. 이러한전자산업의변화추세중에서도국내에서특히주목되는것은무선통신수요가급 격히증가하고있다는것이다. 즉, 휴대형전화, 차량전화, 무선호출기, 무선 LAN 등기능 과편리성이높은무선통신기기의수요가크게늘고있다. 그동안국내의무선통신산업, 즉전파관련산업은과거정부의전파규제에묶여산업은물론핵심기술개발에서크게낙 후되어있었다. 전파관련기술은폭증하는이동통신의디지털기술, 위성통신기술및위성방송기술, 새로운 주파수개척등고도의핵심기술이요구되고있으며, 이러한핵심기술개발외에도무선통 신기기의국내개발을위해가장시급히해결해야될과제로서핵심부품개발도절실히요구 되고있다. 이러한세계전파산업의변화에대비하여 92 년도에산업체, 학계, 연구소, 정부기관이주축 이되어전파이용분야의기초, 기반기술을활성화하기위한 전파자원이용기술개발계획 ( 년) 을수립하였다. 본계획에서는 93년부터 2000년까지의연구계획을수립했는데이기간을다시 3단계로구 분하여추진하도록되어있다. 즉, 1 단계( 93-94) 는전파자원이용의기반구축을, 2 단계( 95-97) 는기이용주파수대이용의극대화를, 3 단계( ) 는새로운주파수대이용활성화를 -2-

3 주요추진목표로하고있으며주요연구분야는전파전파특성연구, 주파수유효이용기술개발, 주파수장기이용계획연구, 새로운주파수대이용기술, 스펙트럼관리기술개발로나누어세계적이고상호연계가가능하도록구분하였다. 이러한계획에의거하여 93년에는연구개발기반조성을목표로하여기이용주파수대이용개술개발과제, 새로운주파수대이용기술개발과제, 스펙트럼공학기술개발과제의 3가지과제로수행하였다. 먼저기이용주파수대유효이용기술개발과제에서는아날로그협대역화기술분석, 디지털협대역화기술분석, TCM 기술분석, 다이버스티기술분석을통해향후의알고리즘개발이나성능이개선된기법개발의발판을마련하였다. 그리고새로운주파수대이용기술개발과제에서는옥내외밀리파대전파전파특성, 밀리파핵심회로기술연구, 밀리파대응용시스템연구를통해밀리파대연구를위한기반구축에역점을두어연구하였다. 또한, 스펙트럼공학기술개발과제에서는국가스펙트럼의효율적분배와정확하고효율적인국내주파수할당을위한 VHF/UHF주파수할당시스템개발을위한요구사항정의와환경구축및전파전파예측모델비교분석, 혼변조이론분석이있었다. 금년에수행한연구결과를토대로 94 년부터는지속적으로연구가수행되어 94년까지의 1 단계목표인연구기반구축이원활히추진될것이다. -3-

4 제 2 장기이용주파수대이용기술개발 -4-

5 제2장기이용주파수대유효이용기술개발 제1절개요 기이용주파수대유효이용기술은기존에이용하고있는주파수대역에서단위주파수당이용 효율을높이는기술인데주파수협대역화기술, 주파수공용기술, 그리고전파이용의지능 화기술로대별된다. 주파수협대역화기술은논리적으로하나의채널이점유하는주파수대역폭을좁히는것으 로크게아날로그방식과디지털방식으로분류된다. 그러나기술발전의추세를비추어볼 때대부분의시스템이디지털화가가속화되고있으므로본연구의기본방향은디지털협 대역화기술에중점을두어야될것으로판단되나, 현재많은시스템이아날로그협대역기 술을이용하고있기때문에본연구에서는아날로그와디지털기술모두를수행하였다. 주요 기술로는변복조기술, 등화기술, 부호화기술등이있다. 아날로그협대역화기술로는 LINCOMPEX(Linked Compressor and Expander), AC-SSB (Amplitude Companded SSB), RZ-SSB (Real Zero SSB) 등의기술이선진국에서개발되 고있다. 이에대한자세한사항은제2 절에서기술한다. 디지털협대역화기술로는이동통신의경우일본이나북미에서는 TDMA 다원접속방식의 토대에서 π/4 shift QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 를사용하고, 유럽의경우에는 GMSK(Gaussian Minimum Shift Keying) 방식이 사용되고 있다. 우리나라의 경우에는 CDMA 다원접속방식을토대로기지국에서이동국으로전송시는 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 방식을, 이동국에서 기지국으로 전송시에는 OQPSK(Offset Quadrature Phase Shift Keying) 방식을채용하고있다. 향후에사용을위해서 PCN등에서는 variable rate QAM 이검토되고있다. 고정무선통신에서는현재국내에서는 64 QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 방식을사용하나, 선진국에서는 512 QAM, 1024 QAM 등이연구 개발되고있다. -5-

6 무선채널은페이딩의영향을많이받는데, 이에대한대책기술로는등화기술과다이버시티수신방식이있다. CDMA 다원접속을기본으로채택할경우다이버시티기법이가장페이딩의영향을줄일수있기때문에본연구보고서에서는주로다이버시티기법을연구하였으며이에대한상세한사항은제5 절에서기술한다. 한편무선전송로의전송품질을향상시키기위한기술로채널코딩이있는데이의방법으로길쌈부호, 블럭코드가있다. 최근에와서는변복조기술과채널코딩기술을별개로처리하지않고하나로처리하는 TCM (Trellis-coded Modulation) 에대한연구가많이진행되고있다. 이에대한사항은제4 절에서기술한다. 주파수대역을효율적으로이용하기위한다른방법으로서동일한주파수대역을여러이용자가공유하거나, 거리가어느정도떨어진지역에서동일주파수를재사용하는방식이있다. 이를위한방법을분류하면다음과같다. 디지털통신의기술발전과함께여러이용자를공유하는방식으로는크게 FDMA, TDMA, 그리고최근에각광을받고있는 CDMA 등이있다. 이들방법중이동통신의경우 TDMA 와 CDMA를이용하여주파수효율을 3 20 배높이고있다. 대역확산방식은과거에는주로군사용으로사용되었으나헌재는이를상업용으로많이이용되고있다. 이방식은어느한이용자측면에서는넒은대역이필요하지만이대역을여러이용자가공유함으로써실질적으로는더많은이용자를수용할수있다. 한편, 셀룰러이동통신의경우셀의반경을수백미터로축소하는마이크로셀( 또는피코셀) 개념과주파수재사용개념을사용하여수십배까지주파수이용효율을높이고있다. 고정통신의경우안테나의지형성, 편파특성, 간섭파제거, 및송신전력등을제어하여공용화를높일수있다. 편파특성을이용하는경우안테나의교차편파식별도를향상시켜직교 ( 수직, 수평) 하는 2개의편파를이용하여주파수이용효율을높일수있으나이때교차편파간간섭을제거하는기법이매우중요하다. 또한국간중계시스템의경우송신주파수와수신주파수를별도로사용하지않고, 동일한주파수를사용하는단일주파수중계방식을사용하여주파수이용효율을높일수있다. 최근에는적응신호처리기술을이용하여어레이안테나를적응적으로제어하여환경에따라빔을형성함으로써주파수공용을효과적으로얻고있다. -6-

7 새로운주파수대개발과기이용주파수대의협대역화기술등과같은사용가능한주파수대역의양적인팽창만으로는고도정보화사회에서전파서비스에대한이용자의다양한요구를충족시킬수없고, 주파수대역의광역화와더불어전파의질적인개선을위한연구도병행되어야한다. 이를좀더구체적으로표현하면, 전파의전파상태및이용현황에따라이용자가사용하는반송주파수, 전력, 주파수대역폭, 및경로선택등을상태에따라가변적으로이용하는기술을개발함으로써주파수자원의효율적이용과전송품질의질적인향상을얻을수있다. 이를서비스에따라분류하면다음과같다. 이동통신분야의경우이용자의트래픽상황, 간섭현상등을파악하여기지국상호간채널을융통성있고할당하고, 존의절체등을통해서집중된트래픽을분산시킨다. 그리고존의크기및형태를상황에따라유연하게변화시킴으로써트래픽의집중을흡수할수있다. 또한안테나의지향성을조절하여불필요한방향으로에너지가방출되지않도록함으로써원하는신호에간섭을일으키지않도록하는기술에대한연구도수행된다. 고정통신의경우페이딩이나강우등으로인한전파특성의상태를측정하여최소한의전력으로제어함으로써공간적으로이용효율을높일수있다. 그리고페이딩이나강우등의영향이심하여전송품질이나쁜경우이를영향을덜받는낮은주파수대역으로통신을하거나속도등을조절함으로써주파수의이용효율을높일수있다. 또한원하는신호와간섭신호를분류하여, 간섭신호를제거함으로써전파자원에대한공간적인효율을얻는다. 이상언급한바와같이기이용주파수대기술개발분야는연구범위가방대하나, 현실적으로 93 년도부터본격적인연구가시작되었기때문에금년도에는협대역화기술을위주로연구를 수행하였다. 이에대한자세한사항을제2절부터 5 절까지상세히기술한다. -7-

8 제2절아날로그협대역화기술 사회경제가발전함에따라이동통신서비스에대한요구가다양해지고그수요또한급증하고있다. 한정된자원인전파를이용하는이동통신에서는따라서심각한전파자원의부족현상이나타나고있다. 이에대한대책으로각국에서는이동통신분야에서지금까지사용되지않았던새로운주파수대역의개발을추진하고있으며이미사용중인주파수대역은이용효율을높이기위하여신기술개발에힘쓰고있다. 새로운이동통신주파수대역의개발에있어서는개인통신서비스(personal communications services ; PCS) 를위한 1-3GHz 의준마이크로파대역의할당이추진되고있으며건물구내통신을위한밀리미터파대역의사용도논의되고있다. 이미사용중인 VHF/UHF 대역이동통신분야에서는주파수자원의효율적이용을위하여아날로그방식의디지털화와기존아날로그방식의협대역과의두가지방향으로기술개발이진행되고있다. 이동통신분야에서의시스템디지털화는여러가지문제점으로인하여다른통신분야의경우에비하여지체되었으나최근들어수요가급증하고있는차량및휴대전화시스템에서는통화적체를해소하고시스템용량을증대하기위하여활발히추진중에있다. 그외의경찰, 해상보안등의국가행정용통신, 철도, 도로관리, 가스등의공공업무용통신, 경비, 운송, 간이무선등의각종업무용통신분야에서는기존아날로그방식의협대역과를통하여수요증가에대처하려는방향으로기술개발이추진되고있으며이러한분야에서의시스템디지털화에는아직상당한시일이소요되리라예상된다. 이동통신에서의아날로그변조방식은 1930년대에 Armstrong에의해개발된 FM이그주종을이루어왔다. 이동통신채널에서는전파가여러경로를통하여수신되며이로인하여이동체에서수신된전파는빠른속도의페이딩을동반한다. FM은반송파의진폭대신에주파수를변화시켜신호가전달되어다중경로페이딩의영향을줄일수가있어서이동통신분야에서의획기적인돌파구를마련하였다. 또한 FM은기존의 AM에비하여보다넓은다이나믹레인지를제공하여좋은음질의방송을가능하게하였으며장비의소비전력이훨씬적어이동통신에적합한여러가지장점을지니고있었다. -8-

9 그이후 FM은이동통신분야에서꾸준히이용되어왔으며전파이용이증가함에따라서할당된채널간격( 대역폭) 을반으로줄여채널의수를두배로증가시키는방식으로협대역화가이루어져왔다. 이러한채널간격을이분하는방식 (channel splitting) 은기존의채널주파수분배구조를유지할수있어새로운방식으로의전환이용이한장점이있으며현재 12.5kHz 까지의채널간격협대역화가이루어져있다. 그러나더이상의채널간격이분은신호의전송품질, 주파수재사용(frequency reuse) 등에서의문제점으로인하여추진되지않고있다. < 표 2-2-1> 에채널간격이분에의한협대역화과정을표시하였다.[1][2] FM의협대역화보다는 SSB 가높은주파수이용효율로인하여많은관심의대상이되었다. SSB는 HF 대역무선통신의대표적인방식으로이용되어왔으며 1960년대이후에는마이크로파통신시스템에서도널리사용되었다. 신호가진폭변조를거치면주파수스펙트럼상에서반송파주파수의양쪽에신호의스펙트럼이나타난다. 이렇게변조된신호는정보의손실이없이한쪽스펙트럼을제거하여전송될수있으며이러한방식이 SSB 이다. < 표2-2-1> 아날로그 FM채널간격의협대역화과정 -9-

10 음성신호의경우신호의점유대역폭은약 3kHz 정도이며이때 SSB의채널간격은 5-6kHz가되어기존의 25kHz FM에비하여 4-5배높은주파수이용효율을얻을수가있다. 그러나 SSB는기본적으로진폭변조방식이며따라서이동통신에서는다중경로전파에의한신호의페이딩으로인하여그사용이제한되어왔다. 또다른 SSB의문제점은신호의동기검파가요구되어송 수신발진주파수에있어서높은안정도가요구된다는점이다. SSB 에서는수신된신호의반송파주파수와수신기에서의발진주파수의오차가약 100Hz 이하로유지되어야만신호의수신이가능해지며 [3] 이것은반송파의주파수가증가할수록더욱유지하기어려운조건이된다. 따라서 VHF/UHF대역에서 SSB를사용하기위해서는페이딩의영향과주파수오차를작게유지시켜주는별도의장치가요구된다. 늘어나는주파수이용에대처하기위하여 1970년대후반에서부터 VHF/UHF 대역에서의 SSB 사용가능성에대한연구가시작되었다. 이러한연구는주로앞에서언급한 SSB의두가지문제점의해결에그초점을맞추고있다. 이러한문제점을해결하는한가지방법으로약간의반송파를 SSB 전송신호에첨가하여전송하는방식이제안되었다. 신호와함께수신된반송파는페이딩으로인한신호의포락선을복구하기위한자동이득제어 (automatic gain control : AGC) 와주파수는오차를줄이기위한자동주파수제어 (automatic frequency control : AFC) 의기준신호로이용된다. 이러한방식은잡음문제를해결하기위하여송신측에서는신호의진폭을일정레벨을기준으로압축하여전송하고수신측에서는원래진폭으로복구시켜신호대잡음비 (SNR) 를개선시키는 amplitude compandor를사용하여일반적으로 amplitude companded SSB(ACSSB 또는 ACSB) 로알려지게되었다. 또다른방법은신호의수신에서주파수검파방식을이용하는것으로수신된 SSB 신호의주파수변화로부터정보를검출하여 SSB 수신시발생하는페이딩및주파수오차에의한문제점을해결하였으며이러한방식의하나가 real zero SSB(RZ SSB) 이다. RZ SSB에서도 SNR의개선을위하여 amplitude compandor 를이용하기도한다. 1. 성능평가이동통신에서이용되는기본적인아날로그변조방식인 amplitude modulation(am), single sideband(ssb), frequency modulation(fm) 의성능을신호대잡음비(signal-to-noise ratio : SNR) 관점에서비교해본다. 이분야에서현재까지 FM 방식의사용이주류를이루고있는이유를간단히살펴보고 SSB 방식의성능개선방안의하나인 amplitude companding을사용했을경우 SSB 방식의이용가능성을검토한다. -10-

11 또한실제로구현된 ACSSB와 RZ SSB 시스템의성능에대해살펴보고그결과를간단히 비교분석한다. 가. 아날로그협대역기술의이론적성능분석 [4] 각방식의수신기출력단에서의 SNR 은다음과같이표시할수있다. AM : S/N=KㆍP/B, B=2fm SSB : S/N=KㆍP/2B, B=fm FM : S/N=k(3β 2 )KㆍP/2f 여기서 m,b=2( β+1)f m S/N = 수신기출력단에서의 SNR P = 전파의전파특성, 잡음원의특성등이고려된변조방식에관계없이일정한값 K = 송신기에서송출되는신호의평균전력 B = 변조된신호의점유대역폭 f m = 음성신호의대역폭 k = FM에서의preemphasis 에의한이득(3-4 정도) β =FM의변조지수 (* 위식에서 AM은반송파가억압된경우이며 FM은입력 SNR이 threshold 이상인경우 임 ) ( 그림 2-2-1) 은위식을이용한각변조방식의 SNR 특성을보여준다. 그림에서 y축의 S/N 은수신기출력단에서의 SNR을나타내며 x축의 C/N 은송신기출력에비례하는값이다. 그림에서알수있듯이 FM 방식이일정 SNR을얻는데있어가장적은전력을필요로하며이것이이동통신에서 FM 방식이주류를이루는주된이유의하나라고할수있다.( 그림 2-2-2) 는송신기출력, 점유대역폭, SNR 사이의상관관계를나타내고있다. 각그래프의 FM 곡선은 "o" 로표시된점이기준점을나타낸다. -11-

12 ( 그림 2-2-1) FM, AM, SSB의성능비교 -12-

13 ( 그림2-2-2) 기존FM, AM, SSB에서의전력및대역폭 -13-

14 ( 그림2-2-3) Amplitude companding이이용된경우의진력및대역폭 -14-

15 예를들면그래프 (b) 에서는송신기출력이 10 watt이고점유대역폭이 16kHz일때 SNR이 30dB 가되는환경에서작성되었음을의미한다. AM과 SSB에서는송신기출력은최대송출전력으로표시되어있으며이것은평균전력에비하여약 6dB 높은수준이다. 그림에서알수있듯이 AM과 SSB가 FM에비해 1/3-1/5 정도의대역폭만을사용하지만과대한소비전력으로인하여사용이제한되어왔다. 이러한 SSB 방식의성능개선을위하여 amplitude companding이이용된경우수화자에따라다소차이가있지만최대 15dB 정도의이득을얻을수있다. ( 그림 2-2-3) 에는 amplitude companding이사용된경우의결과가도시되어있으며이경우 SSB는 FM과같은성능을적은송출전력과대역폭을사용해서얻을수있음을할수있다. 나. 주파수이용효율성능평가의기준으로는여러가지가있을수있으며관심의대상인주파수이용효율은다음과같이정의할수있다 [15]. 주파수이용효율 = 전달된정보량사용된스펙트럼공간 여기서스펙트럼공간은정보의전달을위하여사용또는점유된자원을의미하며 ( 사용된주파수대역폭) x ( 점유된물리적공간) x ( 사용된시간) 으로표시된다. 따라서주파수이용효율을증가시키는방법으로는주파수대역폭, 즉채널의간격을줄이는방법, 통신에사용되는물리적공간을줄여공간적으로주파수를재사용하는방법, 다중채널접속(multiple channel access) 을통하여시간적효율을높이는방법등이있다. 아날로그협대역화기술은채널의간격을줄이는방법에치중해왔으나채널간격을줄이는것은인접지역으로부터의전파간섭허용량을감소시켜역으로점유공간을확대시키는결과를가져온다. 따라서채널간격을줄이는것이항상주파수이용효율을증가시키는것은아니며각시스템의특성에따라서최적의채널간격이존재함을할수있다. 아날로그협대역화기술의성능에대한여러가지연구결과가발표되어있으며성능평가기준, 평가방법에따라다소상이한결과를보여주고있다. 무선통신자문위원회(CCIR) 의보고서 [16] 에따르면일반적인 25kHz FM에비하여 ACSSB와 RZ SSB는주파수재사용을고려하지않았을경우약 4-5배의주파수효율을기대할수있으나앞에서언급한성능기준을적용할때실제적인 ACSSB의효율은 FM의 배정도로평가되고있다. 한편 RZ SSB는주파수재사용을고려하더라도 12.5kHz FM과비교하여약두배의주파수이용효율을얻을수있다는논문[14] 이발표된바있다. -15-

16 2. Sing1e sideband의특성 Single sideband 는 (SSB: 단측파대) HF( 단파) 대역무선통신에서주요통신방식의하나로 계속이용되고있으며 1970년대에는아날로그마이크로파통신시스템에서도널리이용되었 다. SSB의장점은송출신호에서반송파를제거해서얻어지는높은전력효율과단축파대만 을전송하는높은주파수효율로요약할수있다. 이장에서는 SSB 의기본원리, 대표적인 SSB 신호발생 방식, SSB 신호의 검파, VHF/UHF( 초단과/ 극초단파) 대역 이동통신에서 SSB 사용시발생시는문제점및해결방안에대하여간단히살펴본다. 가. Sing1e sideband의개요 SSB 는 보다 일반적인 진폭변조 (amplitude modulation ; AM) 또는 양측파대(double sideband ; DSB) 방식의신호에서하나의 sideband를제거한후남은하나의 sideband만 을전송하는방식이다.( 그림 2-2-4) 에서 m(t) 를 baseband 신호라고하면(M(f) 는 m(t) 의스 펙트럼) (b) 는 DSB 신호의스펙트럼을,(c),(d) 는 SSB 신호의스펙트럼을각각나타낸다. (c) 는위쪽스펙트럼만을전송하므로상측파대(upper sideband : USB) 라고부르며 (d) 는 같은이유로하측파대(1ower sideband : LSB) 라고부른다. 이러한 SSB 신호 s(t) 는다음 과같이표시된다. (2-2-1) 여기서 mˆ ( t ) 는 m(t) 의 Hilbert transform 이며 "+" 는 LSB 를, "-" 는 USB 를나타낸다. -16-

17 ( 그림 2-2-4) SSB 신호의스펙트럼 -17-

18 대표적인 SSB 신호발생방식에는필터를사용하여하나의 sideband를제거하는방식과 ( 식 2-2-1) 을바탕으로신호를직접만들어내는 phase shift 방식이있다. ( 그림 2-2-5) 는필터를사용하는방식의구성도이다. 여기서는우선 f 1 주파수대역으로신호의스펙트럼을옮긴후필터를사용하여하나의 sideband를제거한다음다시 f 2 주파수대역으로신호를옮겨필터를사용하여원하는 SSB 신호를만드는방식을이용하고있다. 이방식의장점은두단계를거치는처리과정으로인하여사용되는필터의구현이보다용이해진다는점이다. ( 그림 2-2-6) 에는 phase shift 방식으로 SSB 신호를발생시키는과정을도시하였다. 필터방식에서는높은선택도를가지는 bandpass filter를구현하는것이문제점이며 phase shift 방식은입력신호의전주파수대역에서위상을 90 천이시키는회로의구현이용이하지않다는문제점을가지고있다. SSB 신호에서원래의베이스밴드신호를복구하려면 ( 그림 2-2-4) 에서 (c), (d) 의스펙트럼을 ±f c 만큼베이스밴드로이동시켜야한다. ( 그림 2-2-7) 은이러한동기검파방식의구성도를나타낸다. 동기검파에서는올바른동작을위하여수신되는 SSB신호의반송파와주파수와위상이일치하는정현파를수신기에서공급하여야한다. 이것은아주높은안정도를가지는발진기(oscillator) 를사용하거나 SSB 신호에약간의 pilot carrier를첨가하여전송함으로서해결할수있다. 다음에는이러한주파수및위상오차가동기검파에미치는영향을살펴본다. 우선위상은일치하고 Δ f 의주파수오차가있다고가정하면검파된신호는다음과같이표시할수있다. (2-2-2) 여기서 + 는 USB, - 는 LSB 의경우이다. ( 식 2-2-2) 는반송파주파수가 Δf인 SSB 신 호에해당하며다음과같이해석할수있다. 1) LSB이며 Δf < 0 이면 ( 또는 LSB, Δf > 0) 검파된신호의스펙트럼은원래의신호에비 하여위쪽으로 Δf 만큼이동하여 ( 그림 2-2-8) 의 (b) 와같이된다. -18-

19 ( 그림 2-2-5) Sideband filter를이용한 SSB신호의발생 ( 그림 2-2-6) Phase shift 방식의 SSB신호의발생 ( 그림 2-2-7) SSB 신호의동기검파 -19-

20 2) LSB이며 Δf > 0 이면 ( 또는 LSB, Δf < 0) 검파된신호의스펙트럼은원래의신호에비하여아래쪽으로 Δf 만큼이동하여 ( 그림 2-2-8) 의 (c) 와같이된다. ( 그림 2-2-8) SSB 신호의동기검파에서의주파수오차의영향 -20-

21 이러한형태의주파수오차에의한왜곡은 SSB 특징의하나이며전송되는음성을부자연스럽게 ("Donald Duck" sound) 만드는결과를낳는다. Δ f 의영향을보다구체적으로살펴보면 < 표 2-2-2> 와같다 [5]. Δf<10Hz Δf <50Hz Δf>50Hz 주파수오차 < 표 2-2-2> 잡음이약할때 잡음이강할때 주파수오차와이해도이해도 (intelligibility) 왜곡을거의느낄수없음부자연스럽지만이해할수있음이해하는데어려움이있음이해도가급격히떨어짐 국제전파자문위원회(International Radio Consultative Committee ; CCIR) 의 권고 494 [6] 에는 중파 및 단파 대역 SSB 장비에 있어서 송신기의 경우 주파수 허용 편자는 ±100Hz, 15 분정도의단기간최대허용편차는 ±40Hz 이하로규정하고있으며수신기의 경우에는주파수허용편차는 ±100Hz, 15 분정도의단기간최대허용편파는 ± 60Hz 이 하로규정하고있다. 또한 CCIR 보고서 [7] 에는 HF 대역이동국에서의 SSB 장비 의궁극적인주파수허용편차로±20Hz 를목표로하고있다. 다음은주파수오차가없다고기정하고위상오차 φ의영향을살펴본다. 이경우검파된신호 는다음과같이표시할수있다. (2-2-3) 여기서 "+" 는 USB, "-" 는 LSB 의경우다. 이신호는원래신호의모든주파수성분들을 ± φ radian만큼옮겨놓은형태이며이러한위상오차는음성통신의경우에는사람의청각이이러한신호의위상천이에둔감하므로큰문제가없으나영상이나데이타통신의경우에는심각한영향을미친다. -21-

22 나. VHF/UHF 대역이동통신에서의 SSB의문제점및해결방안앞서언급한바와같이 SSB 방식에서는수신되는신호의반송파주파수와수신기내부의발진기주파수와의오차 Δf 를허용치이내로유지하는것이매우중요한문제가된다. 현재디지털방식의온도보상수정발진기 (digital temperature compensated crystal oscillator : DTCXO) 의주파수편차는 ±1.5ppm 정도는가능하다고보고된바있다[8]. VHF 대역 SSB의반송파주파수를 150MHz 라하고송수신기의주파수편차를 ±1.5ppm이라고가정하면이경우의최대주파수오차는 450Hz가되어수신신호에심각한왜곡이발생하게된다. 따라서 SSB 방식을 VHF/UHF 대역통신에적응하기위해서는이러한주파수오차를허용치이내로유지시키는부가적인장치가요구된다. 일반적인해결책은송신기에서 SSB 신호에약간의반송파(pilot carrier) 를첨가하여전송하는것이다. 수신기에서는 pilot carrier 를검출해서 phase-locked loop(pll) 를이용하여수신기내부의발진기주파수를 pilot carrier 에동기시키는방법을이용한다. 이러한방법을이용하는경우에는현재이용가능한발진기를사용해서수신되는 SSB 신호의반송파주파수가수백 Hz 이상변하더라도주파수오차를허용치이내로유지할수있게된다. 수신기에서이러한신호의동기를유지하려면일정한세기이상의반송파를첨가하여전송해야한다. 그러나첨가된반송파는그만큼전력을소비하여전력효율을떨어뜨리며송신기의전력증폭기등의비선형성으로인한반송파와단측파대신호성분사이의상호변조에의한왜곡을발생시키므로이러한관점에서는작게유지하는것이바람직하다. 따라서첨가되는 pilot carrier의크기를결정하는데있어이러한점들이신중히고려되어야하겠다. 다음에는이동통신에서의 SSB 방식의문제점을살펴보기로한다. 이동통신에서의전파전파는다중경로인한심각한신호의페이딩현상이발생한다. ( 그림 2-2-9) 에이러한다중경로페이딩의예를도시하였다. 다중경로페이딩에서는신호의포락선은 Layleigh 확률분포를, 위상은 uniform 확률분포를따르며그림에서와같이심각한신호의페이딩이대략반송파의반파장을주기로발생한다. SSB는진폭변조방식에속하며따라서다중경로에의한신호포락선의페이딩으로인하여신호수신에있어심각한영향을받는다. -22-

23 페이딩의영향을제거하기위해서는빠른속도의자동이득제어 (automatic gain control : AGC) 기능이요구되며신호복구의기준신호로쓰일수있는일정한크기의신호를전송해야한다. 이러한기준신호로는 pilot carrier, 음성대역의 tone 등이사용되고있다. 페이딩발생속도는반송파주파수와이동체의속도에비례하며 VHF 대역에서는 feed-back 형태의자동이득제어가가능하나 UHF 대역에서는빠른속도의페이딩에대처할수있는 feed-forward 형태의자동이득제어가요구된다. ( 그림 2-2-9) 이동체에서의다중경로에의한신호의페이딩 3. Amplitude companded single sideband [3] ACSSB는앞서언급한 VHF/UHF 대역 SSB의문제점을해결하기위하여반송파또는론을부가하여자동이득제어와자동주파수제어의기준신호로사용하고 SNR의개선을위해 amplitude compandor를이용하는 SSB 의일종이다. ACSSB 의개발과정, pilot carrier(tone), amplitude compandor, 송ㆍ수신기의구성및동작에대하여분석한다. -23-

24 가. 개발과정 1970 년대후반미국연방통신위원회(Federal Communications Commission : FCC) 는주 파수이용의증가에따라 amplitude compandor에기초한새로운 SSB의개발을시도하였 으며 그 결과는 ACSSB 로 알려지게 되었다. FCC의 후원에 의해 Stanford 대학에서 ACSSB에 대한 지속적인 연구개발이 수행되었으며 그 결과 1980년대 중반에는 상용 ACSSB 기기가생산되었다. 한편 pilot carrier 또는 tone을부가하는 SSB는영국에서도 지속적인연구가진행되어왔으며 (Philips Research, Bath 대학) 육상이동통신에서만족할 만한결과를얻을수있다는연구결과가발표되었다. 현재미국과영국에서는이러한 SSB 의사용이허가되어있으며성능개선에대한연구와새로운제품의개발이진행되고있 다. 나. Pilot tone SSB 신호에는반송파가포함되어있지않아서자동이득제어회로의기준신호를얻을수가 없다. 특히이동통신에서는다중경로페이딩에의하여수신신호의진폭이수신되는신호의 중앙치에비하여 30dB 이하로떨어지는경우도발생하므로페이딩에서신호를복구하는자 동이득제어기능이부가되어야한다. SSB 신호에부가된 pilot tone은이러한자동이득제 어의기준신호로이용된다. 일정한세기의 pilot tone을 SSB 신호에부가하여전송하면 pilot tone에도 SSB 신호와유사한페이딩이발생한다고볼수있다. 따라서수신된 pilot tone의세기를검출하여 RF와 IF 증폭기의이득을제어하는신호로이용하면수신된 SSB 신호에발생인페이딩의영향을제거할수있다. 또한편으로는 pilot tone은동기검파에필 요한수신기 local oscillator(lo) 의주파수제어를위하여이용된다. 앞서언급한바와같이 SSB 동기검파에서는수신된신호의주파수와수신기의 LO 주파수와의오차가약 100Hz 이내로유지되어야만수신이가능해진다. 예를들면 50MHz - 450MHz 대역에서미국의 FCC는고정국과 2W 이상의이동국에대하여 5ppm 의주파수오차를허용하고있다. -24-

25 따라서 150MHz 대역의경우약 750Hz의주파수오차가발생할수있으며 SSB의경우에는거의수신이불가능해진다. pilot tone이부가된경우에는수신기에서파일럿톤을검출해내어이것을 LO 의주파수제어에이용하게된다. 따라서송신측의주파수가다소변하더라도수신된 pilot tone을통하여주파수변화를검출해낼수가있으며수신측의 LO의주파수도이에따라변화시켜주파수오차를일정수준이하로유지할수가있게된다. 또한 pilot tone을이용하여 pilot tone이검출되는동안만수신기의스피커를동작시키는 squelch 회로를구성할수도있다. 이러한 pilot tone은일반적으로신호의최대포락선전력(peak envelope power) 의 -10dB 정도로전송한다. 경우에따라서는신호의전송이시작되는처음부분(250ms 정도) 에는최대포락선전력과비슷한세기의파일럿톤을부가하여전송하고그이후에는세기를낮추어서전송하는방식이이용되기도한다. Pilot tone을삽입하는위치에따라 tone-above-band, tone-in-band, pilot carrier의세기지방식이존재한다. ( 그림 ) Tone above band SSB 신호의스펙트럼 -25-

26 Tone-above-band는미국의 stanford 대학에서연구되었으며 pilot tone을음성신호대역 의위쪽에삽입하는방식이며 tone-in-band는 pilot tone을음성신호대역가운데에삽입 하는방식이며영국의 Bath 대학에서연구되었다. Pilot carrier는음성신호대역의아래쪽 DC 성분에해당하는 carrier를부가하는방식으로영국의 Philips Research에서연구가수 행되었다. 미국에서제작된상용제품은 tone-above-band 방식이며파일럿톤의주파수는 3100Hz 이다. ( 그림 ) 에 tone-above-band 방식의 SSB 신호의주파수스펙트럼을 나타내었다. 다. Amplitude companding ACSSB에서는잡음문제를해결하기위하여송신측에서는일정신호레벨을기준으로신호를압축하고수신측에서는원래의신호로신장시키는 amplitude compandor 를사용한다. 송신측 : C o = ( C i - U ) + U N (db) C o = 압축기의출력신호레벨 (db) C i = 압축키의입력신호레벨(dB) U = 기준신호레벨 (db) N = 압축률 수신측 : E o =(E i -U) N+U (db) E o = 신장기의출력신호레벨 (db) E i = 신장기의입력신호레벨(dB) U = 기준신호레벨 (db) N = 신장률 -26-

27 ( 그림 ) 신호의 Amplitude companding 과정 -27-

28 일반적으로 ACSSB 시스템에서는송신측에서는 2:1 compressor 한쌍을, 수신측에서는 2:l expander 한쌍을사용한다. ( 그림 ) 에전송채널에서잡음이부가되었을때신호의 amplitude companding 과정을도시하였다. 여기서기준레벨은 0dB이며신호를두번압축한결과신호의다이나믹레인지가줄어들면서신호레벨의중앙치가 -15dB에서 -3.5dB 로상승함을할수있다. 잡음의세기와비교하여신호의중앙치가상승한다는것은 SNR 의개선을의미하며신호전송품질이향상된다는것을할수있다. 수신측의신장기에서는더이상의 SNR 개선은이루어지지않으나대화가중단된기간등의음성신호입력이없는동안에는잡음이 expansion 비율만큼낮아지는효과를얻을수있다. 라. 송수신기의구성및동작분석여기서는간략화한 ACSSB 송 수신기의구조및동작을분석한다. 또한실제 ACSSB 시스템에부가적으로구현되어있는 clipping, squelch 등의기능은생략하였다. ACSSB 송신기의구성을 ( 그림 ) 에도시하였으며각부분의동작은다음과같다. 처음음성신호는마이크로폰를통하여일차 compressor에입력되며 2:1 로압축된다. 압축된음성신호는 6 db/octave의 pre-emphasis 회로를거친다. Pre-emphasis회로는음성신호의낮은주파수성분과 pilot tone 의상호변조를감소시켜인접채널로의간섭을줄이는역할을한다. Baseband filter는 pilot tone의삽입을위하여음성신호를 2500Hz에서차단하며 3100Hz 의 pilot tone 이가산증폭기에의하여부가된다. pilot tone이부가된음성신호는 2차압축을거친후 SSB RF 신호로전송된다. 여기서자동레벨제어(automatic level control : ALC) 회로는피드백에의하여 RF 전력증폭기가비선형영역에서동작하는것을방지하는기능을한다. ( 그림 ) 은 ACSSB 수신기의구성도이다. 수신된 SSB RF 신호는두번에걸쳐중간주파수 (IF) 로이동하며승적검파기에의하여 baseband 신호로복구된다. 여기에포함된 pilot tone은 phase-locked-loop (PLL) 회로에동기가이루어진출력신호가 2차 LO 에공급되어동기검파가이루어진다. 또한 pilot tone은 RF 증폭기와 1차 expander 의이득제어에공급되어신호의페이딩을제거하는기능을수행한다. -28-

29 ( 그림 ) ACSSB 송신기의구성도 -29-

30 ( 그림 ) ACSSB 수신기의구성도 -30-

31 한편음성신호성분은 baseband filter에의하여 pilot tone과분리되며 1차 expander, de-emphasis 회로, 2차 expander 를거쳐원래의음성신호로복구된다. 4. Beal zero single sideband [9] VHF/UHF 대역 ACSSB 시스템에서는다중경로페이딩과주파수오차의영향을제거하기 위하여자동이득제어와자동주파수제어회로를사용하였다. RZ SSB는이러한복잡한회로 를사용하지않고 SSB 신호를수신할수있는방식의하나이다. RZ SSB의신호형식은 full-carrier SSB 와동일하며수신측에서는주파수검파(FM detection) 를통하여음성신호 를검출해낸다. 이과정에서상호변조에의한신호왜곡이발생하는데이것은 linearizer라고 부르는회로에의하여제거할수있다. RZ SSB는일본의 NTT 연구소에서 1980년대중반 부터연구개발되어오고있다. 가. 이론 RZ SSB의기본원리는 VHF/UHF 대역이동통신을위하여 SSB에요구되는주파수오차및 다중경로페이딩의영향을배제하기위하여진폭변조방식의동기검파대신에주파수검파 를이용한다는점이다. 주파수검파는수신되는신호의위상에서정보를추출하므로주파수 오차 및 페이딩의 영향을 극복할 수 있다. 이러한 정보추출이 가능한 방식의 하나가 full-carrier SSB 신호이다. 다시말하면 full-carrier SSB 신호는 simple real zero 만을 가지며따라서 zero crossing point 즉신호의위상에서원래의신호파형의추출이가능해 진다[10]. 입력신호를 f(t) 라고하면 RZ SSB신호 s(t) 는다음과같이표시된다. (2-2-4) -31-

32 수신된 RZ SSB 신호의위상즉 zero crossing point로부터원래의신호파형을복구할수 있는 real zero interpolation [11] 이라는방식이있으나이것은상당히복잡하며실제로는 간단한기존의장치를이용하는수신방식도가능하다. 이중하나가일반적인주파수검파 기를이용하여신호파형을복구하는방식이다. 위의식에표시된 s(t) 를주파수검파하면다 음과같은출력신호 v(t) 를얻을수있다. (2-2-5) 여기서변조지수 m 은아주작은값이라고가정한다. 위의식에서오른쪽첫항은우리가원하는신호 f(t) 의 Hilbert transform된형태인데사람의청각은신호의위상변화에둔감하므로별로문제가되지않는다. 나머지항들은상호변조에의한왜곡을나타내며 linearizer 를통하여제거할수있다. 나. 송수신기의구성및동작분석 RZ SSB의송신기는기존의 SSB 송신기에반송파를첨가하는부분이추가되어있다. ( 그림 ) 는 [9], [12], [13], [14] 에서구현된 RZ SSB 송신기의구성도이다. 음성신호는 amplitude compandor를거쳐 300Hz에서 3400Hz 주파수대역폭을가지는 bandpass filter를통해 SSB 신호로변조된다. 이송신기는 SSB 신호발생에있어 phase shift 방식을이용하고있다. 중간주파수(IF) 로는 455kHz가이용되고있으며약간의반송파가첨가된후주파수변환기(frequency converter) 에의해 70MHz의 RF 신호로변환되어송출된다. 원래의 RZ SSB 신호는 full carrier가첨가되어야하지만전력효율을높이기위하여신호보다 10dB 정도낮은세기의반송파(m = 10dB) 를전송한후수신기에서반송파만을선택적으로증폭시키는방법을이용하고있다. 음성신호의각주파수성분의위상을 90 천이시키는 Hilbert transformer는직렬연결된여러개의광대역 phase shifter로구성되어있으며 multiplier는 double-balanced mixer IC 가이용되었다. -32-

33 ( 그림 ) RZSSB 송신기의구성도 -33-

34 SSB는선형변조방식이며따라서전력효율이낮은 A 또는 AB급으로동작하는선형전력증폭기의사용이요구된다. 이것은이동통신과같이높은전력효율이요구되는응용분야에서는큰문제점이된다. 따라서전력효율을높이기위한여러가지연구가진행되어왔으며전력효율이 55% 가넘는 13W - 20W의 polar-loop SSB 송신기가보고된바있다. Amplitude compandor는수신기에서의주파수검파시발생하는 click noise를제거하기위하여사용되었다. ( 그림 2-2-l5) 에는 SSB 수신기의전체구성도를나타내었다. 입력단의 RF 신호는 down converter에의해 455KHz의중간주파수로옮겨지며다중경로페이딩에의한 random FM noise를제거하기위하여 noise canceller 회로를거친다. 또한다중경로페이딩에의한진폭변동을줄이기위하여두개의신호를결합하는 equal-gain diversity 회로가이용되고있다. 그다음수신된반송파만을선택적으로증폭하여 full-carrier SSB 신호로복원시킨다. 열잡음을제거하기위하여 IF filter 가사용되었으며등가잡음대역폭 (equivalent noise bandwidth) 은 3.45kHz 정도로잡음전력은 -22dB μ가된다. 일반적인주파수검파를하기위하여신호의진폭을일정하게하는 amplitude limiter가사용되며검파후에발생하는상호변조에의한왜곡은 linearizer 에의해제거된다. 여기서적분기는수신기의주파수응답을평활하게하는기능을한다. 다음에는 random noise canceller, selective amplifier, linearizer 의내부구조및동작을살펴본다. Random noise canceller 는반송파성분을이용하여위상등화(phase equalizing) 를수행하며 ( 그림2-2-16) 과같은 feed-forward 형태의구조로되어있다. Divider에의해분리된반송파성분은 mixer와 bandpass filter를통하여중간주파수의 2배의주파수를갖는신호로만들어져 amplitude limiter 를통과한다음원래의입력신호와곱해진다. 이과정에서입력신호에포함된 random FM noise는 mixer 에의해상쇄되어제거되며신호성분은 - 주파수성분과 + 주파수성분이서로바뀌게된다. 결과적으로 USB(LSB) 입력신호가 LSB(USB) 신호로변하게될뿐다음단의신호검파에영항을주지는않는다. Selective amplifier 는전력효율을높이기위하여저감된반송파를선택적으로증폭시켜원래의 full-carrier SSB 신호로복구시키는회로이다. -34-

35 ( 그림 ) RZSSB 수신기의구성도 -35-

36 ( 그림 ) 은 Selective amplifier 의간략한구성도이다. Bandpass filter는반송파만을 분리해내며대역폭은 250Hz 정도이며높은선택도를가진다. 입력신호에서의변조지수 ( 여기서는신호전력대반송파전력비율) m이 10dB라하면반송파증폭을거쳐출력에서 는 m이약 -5dB에서 -15dB가되어 RZ SSB 신호의조건을충족하게된다. 송신기에서의 변조지수를크게할수록전력효율이증가하나약 10dB 이상이되면수신감도가감소하게 되어 10dB 정도로유지하는것이바람직하다. Linearizer는주파수검파로인하여발생한 상호변조왜곡을제거하는역할을한다. 2차와 3차상호변조왜곡을제거하는 linearizer의 동작은다음과같이식으로나타낼수있다. (2-2-6) 위식을구현한 linearizer 의구성도를 ( 그림 ) 에나타내었다. 여기서구현상의문제점은 Hilbert transformer 이다. 입력신호 v(t) 의주파수성분이넓은대역 ( 음성신호의약 3 배이상) 에분포하여있어 phase shifter 방식으로는각주파수성분을 90 천이시키기는회로를구현하기가쉽지않다. [13] 에서는 FIR (finite impulse response) digital filter를사용하여디지털방식으로구현했으며 filter의길이는 256, sampling rate는 50kHz, 시간지연은 2.7ms 정도이다. ( 그림 ) 와 ( 그림 ) 은 linearizer를사용했을때의 2 차와 3 차상호변조왜곡의감소정도를보여준다. -36-

37 ( 그림 ) Random FM noise canceller의구성도 ( 그림 ) Selective amplifier의구성도 -37-

38 ( 그림 ) 2차와 3차상호변조왜곡을제거하는 linearizer의구성도 ( 그림 ) Single tone 신호에대환변조지수와상호변조왜곡과의상관관계 -38-

39 (a) (b) ( 그림 ) Two tone 신호에대한 2차와 3차상호변조왜곡의제거 -39-

40 5. 향후전망및계획 SSB는 HF 대역무선통신의대표적인통신방식으로이용되어왔으며주파수이용효율이높은장점을가지고있다. VHF/UHF 대역이동통신에서의 SSB의사용은몇가지문제점을가지고있으며이것을해결하기위해 ACSSB에서는 amplitude companding, pilot tone을이용한자동이득제어및자동주파수제어등의기법을사용하고있으며 RZ SSB에서는 full-carrier 를부가하여주파수검파에의한신호검출기법을사용하고있다. 이러한변형 SSB 기술은주파수이용효율의관점에서볼때급증하고있는전파수요에대처하는현실적으로즉시이용가능한기술의하나라고볼수있으며미국과영국에서는이미이러한 SSB 의사용이허가되어있다. 우리나라에서는 1992년현재무선국수는 50만을넘고있으며평균약 45% 의증가율을보이고있다. 아날로그협대역화기술의적용이가능한분야의하나인간이무선은전체무선국중에서약 20% 를차지하고있으며대폭적인수요증가로인한상호혼신으로 422MHz - 424MHz 대역을이용하는새로운 12.5kHz의협대역 FM 방식의사용이추진되고있다. 따라서현재의전파수요증가를고려해볼때앞으로 SSB 방식의도입을적극검토할필요가있다고생각되며이에따른보다면밀한조사및연구가있어야하겠다. -40-

41 제3절디지털협대역화기술 아날로그신호를디지털로전송하게된것은 1937년영국의 A.H.Reeves가 PCM 변조방식 을개발한이래 1960년대초이후단거리소용량시스템의개발과 1970년대의장거리대 용량방식의실현이이루어짐으로서실용화되었다. 디지털통신시스템은 LSI의기술의발전으로그이용이크게증가되고있으며교환기의 디지털화, 위성통신, 이동통신, 광통신등에의해통신망이디지털화되고있으며종합정보 통신망(ISDN) 으로발전되고있다. 이런발전추세에따라많은변복조방식이출현했으며이들의선택은사용되는통신시스템 의환경에따라달라질수가있다. 통신시스템의구성은크게송신단과잡음및지연이부 가되는선로그리고수신단으로구성되어진다. 여기에서선로의대역폭이충분하고신호대 잡음비가충분히제공되어진다면수신단에서는동기재생및시스템의간단한구조등만을 고려하면되므로비교적쉽게변복조방식을선택할수있다. 그러나대역폭이제한되고신 호대잡음비를충분히키울수없으며시스템및선로의특성이다소의비선형특성을지 니는이동통신시스템과같은환경에서는적절한변복조방식을선택하는것이설계에가장 큰초점이라고할수있다. 디지털변복조방식에는반송파를데이터에따라변조시키는여러방식이있는데크게진폭 변조, 주파수변조, 위상변조및이들을합성한변조방식으로나누어볼수있다. 디지털통신시스템을설계하는경우에최소의전송전력으로최소의채널대역폭을차지하며 최소의심볼에러를발생시키며최대의데이터전송률을실현할수있는효율적인변복조 방식을선택해야한다. 이는적절한시뮬레이션으로선택되어질수있는데효율적인변복조 방식으로 각광 받고 있는 위상 변조방식인 π/4 DQPSK, 주파수변조방식계열인 MSK, GMSK 및진폭및위상변조방식인 QAM의구성을알아보고 COMDISCO사의시뮬레이터인 SPW를이용하여펄스성형된신호의 Eye Pattern 및신호배치도와전력밀도스펙트럼을 비교하여본다. -41-

42 1. 위상변조방식과주파수변조방식의대역폭효율 [2] 디지털통신시스템에서의전송효율은할당된채널대역으로얼마만큼의비트를전송할수있는지로나타나는대역폭효율과일정한오율 Pe에대해얼마만큼의송신전력이필요한지를나타내는전력효율로서평가될수있다. 이런특성을가진여러가지변복조방식을 < 표 1-1> 에나타내었다. 또한인접채널에간섭을줄수있는불요파의제거성능과큰진폭변동및위상변동을일으키는비선형소자에의한영향을적게받는특성을지닌변조기법을사용하여야하는데이는특히무선통신의경우이동국의부피를최소화하기위하여포화영역에서증폭율이큰 C 급증폭기를많이쓰는요인때문이다. 이조건을만족하기위해서는대역제한된변조신호가정진폭특성을지녀야하며변조신호의위상차가작아야만한다.[1] 일반적으로기저대역의신호는전력밀도스펙트럼상에많은불요파특성을지니고있으므로선형대역제한을하게되는데이때많이사용되는여파기가 Raised Cosine Filter인데이는 Nyquist 여파기로서임펄스응답은 로 α 값에따른 h(t) 의특성은 ( 그림 2-3-1) 과같다. (2-3-1) ( 그림 2-3-1) α 값에따른 Raised Cosine Filter의특성 -42-

43 약칭의미 ACSSB APK BLQAM CPFSK CPM DCTPSK DEPSK DEQPSK DMSK DPM DPSK DSB-SC-AM FSOQ GMSK GTFM HMQAM IJF-OQPSK MMSK MQPR MSK(FFSK) Multi-h FM OQPSK(SQPSK) PSK QAM QAPSK QORC QPRS QPSK SFSK SQAM SQORC SSB TFM TSI-OQPSK WQAM X-PSK π/4 DQPSK 12PM3 Amplitude Compended Signal Side Band Amplitude Phase Keying Blackman Quadrature Amplitude Modulation Continuous Phase Frequency Shift Keying Continuous Phase Modulation Differentially Continuous Transition PSK Differentially Encoded PSK(With Carrier Recovery) Differentially Encoded QPSK(With Carrier Recovery) Differential MSK Digital Phase Modulation Differential PSK Double Sideband Suppressed Carrier Amplitude Modulation Frequency Shift Offset Quadrature Modulation Generalized or Gaussian MSK Generalized Tamed Frequency Modulation Harming Quadrature Amplitude Modulation Intersymbol Jitter Free OQPSK Modified Minimum Shift Keying M-ary Quadrature Partial Response Minimum Shift Keying(Fast P5K) Multi-index : correlative : duobinary FM Offset QPSK (Staggered QPSK) Phase Shift Keying Quadrature Amplitude Modulation Quadrature Amplitude Phase Shift Keying Quadrature Overlapped Raised Cosine Quadrature Partial Response System Quadrature PSK Sinusoidal Frequency Shift Keying Superposed QAM Staggered Quadrature Overlapped Raised Cosine Single Sideband Amplitude Modulation Tamed Frequency Modulation Two Symbol Interval OQPSK Weighted Quadrature Amplitude Modulation Crosscorrelated PSK pi/4 Differential QPSK(no carrier recovery) 12 State PM with 3 bit correlation < 표 2-3-1> 전력및스펙트럼효율을가진변조방식 -43-

44 이렇게대역제한된변조신호는 Constant Envelope의특성을가지고있지않으면비선형증폭에의해제거되었던불요파들이다시재생되어인접채널에영향을주게된다. 대역제한된변조신호가정진폭일때비선형특성의영향을적게받을수있는특성은다음과같이증명될수있다.[1] ( 그림 2-3-2) 비선형소자에의한신호의영향 변조기에입력되는신호를 라고하면이의복소형태는 (2-3-2) (2-3-3) 가된다. F{.} 를 Complex Memoryless 비선형함수라고하면변조기의출력 B(t) 는 (2-3-4) 가된다. B(t) 가 β에대해주기함수이므로 β에대한푸리에급수로표현하면 (2-3-5) -44-

45 가되며대역통과여파기를통과하게되므로, (2-3-6) 따라서 (2-3-7) 가된다. 입력신호 R(t) 가 Constant Envelope 함수이면 f[r(t)] 와 g[r(t)] 는상수이므로비선형함수 F{.} 의영향을받지않는다. 또한위상의변화가클수록대역제한된신호는포화형증폭기에의해부로브성분이복구되는율이커지게된다. 따라서스펙트럼이확산되어인접채널에영향을크게주게된다. 대역폭효율은기저대역의전력밀도스펙트럼에의해비교되어질수있다. 이는변조된신호의전력밀도스펙트럼을비교하는것과큰차이가없고변조된신호의전력밀도를구하는것보다기저대역신호의전력밀도를구하는것이간단하기때문에변조방식의대역폭효율을평가하기위해파형성형이전의단계에서구해진다. 변조신호를 라하면이는 ComplexEnvelope (2-3-8) -45-

46 (2-3-9) 로표현할수있다. 따라서 s ( t) 의전력밀도스펙트럼을 S B (f) 라고하면 (2-3-10) 가되어f c 만큼 Shift 된형태가된다. PSK 파와 FSK파의전력밀도스펙트럼특성을비교하여봄으로서대역폭효율을생각하여 보자. 먼저 2진 PSK의심볼정형함수를 g(t) 라고두면 (2-3-11) 로표시할수있다. 입력신호 1 또는 0 가랜덤하다면전력밀도스펙트럼은심볼정형함수로부터계산될수 있으므로 (2-3-12) 가되어전력밀도스펙트럼은 1/f 2 에비례하여감쇄한다. 2진 FSK의경우 -46-

47 (2-3-13) 가되어 In-Phase term은입력신호에관계없이항상일정하고 Quadrature term만심볼에따라 g(t), -g(t) 로변하게된다. 이때 가되어심볼정형함수의에너지밀도스펙트럼은 (2-3-14) 가되어2진FSK의전력밀도스펙트럼은 (2-3-15) (2-3-16) 가된다. 한편대역폭효율( ρ) 는데이타율이 RB, 채널대역폭을B라고할때 (2-3-17) -47-

48 로표현되어진다. M-ary PSK 인경우B=2/T (T 는심볼주기일때 ) T=T B log 2 M (2-3-18) 이므로 B=2R B /log 2 M (2-3-l9) 이되어 ρ=rb/b =log 2M/2 (2-3-20) 가된다. 식(2-3-20) 을M 의값에따라계산한것을< 표2-3-2> 에나타내었다. < 표 2-3-2> M-ary PSK의대역폭효율 한편 M-ary FSK의경우에는 M개의주파수편이된직교성을띤신호들로구성되어있으므로채널대역폭은 B=M/(2T) (2-3-21) 가되어 -48-

49 이되므로 (2-3-22) (2-3-23) 이된다. 식(2-3-23) 을M 의값에따라계산한것을< 표2-3-3> 에나타내었다. < 표 2-3-3> M-ary FSK의대역폭효율 ( 그림 2-3-3) PSK와 FSK 의대역폭효율 ( P e =10-5 ) -49-

50 이를에러율 (P e ) 가 10-5 일때신호대잡음비에따른대역폭효율을나타내면 ( 그림2-3-3) 와같다. ( 그림 2-3-3) 에서볼수있듯이 M이증가할수록 PSK의대역폭효율은증가하지만 FSK의 대역폭효율은감쇄함을볼수있다. 따라서위상변조방식은좋은대역폭효율특성을필요 로하는시스템에서의사용을, 주파수변조방식은좋은전력효율특성을필요로하는시스 템에서의사용이바람직함을할수있다. 같은방식으로 QPSK 의전력밀도스펙트럼을구하면[3] MSK 의경우에는 (2-3-24) (2-3-25) 이되어 위상변조방식인 QPSK의 전력 밀도 스펙트럼감쇄도 1/f 2 보다 주파수변조방식인 MSK의감쇄도가 1/f 4 가되므로전력밀도스펙트럼의불요파가심하게감쇄하게되어인접 채널에의영향을적게줄수있음을볼수있다. 2. π/4 Differential QPSK QPSK는 2개의 BPSK 의직교신호를합성하므로써얻어진다. 이는최대 π의위상변화를갖게되고여기에대역제한을하게되면진폭변화가생기게되어비선형회선에서스펙트럼이확산되어진다. QPSK의좁은 Main Lobe특성을가지며위상변화를작게하는변조방법이 OQPSK로서 QPSK에비해 OQPSK는신호점배치시 0을통과하지않으므로비교적일정한포락선을유지하며최대위상변화가 π/2이므로비선형증폭시스펙트럼확신이적은좋은특성을나타낸다. 그러나 Non coherent 검파방식을사용할때 QPSK보다성능이저하되는단점이있다.[4] -50-

51 ( 그림 2-3-4) π/4 Differential QPSK 송신단의구성 이런단점을해소하기위하여개발된것이 π/4 Differential QPSK 로서그구성도는 ( 그림 2-3-4) 와같다. 여기에서특이할사항은 QPSK변조에신호정의블럭이추가된점인데두개의정보비트가 들어왔을때전위상에서다음위상까지의변화를 θ라고하면항상 ± π/4, ±3 π/4의위상변 화를주게만든다.[5] < 표 2-3-4> 는두개의입력정보에의해위상의변화를정의하는것을보여준다. 이위상의변화를가지고신호정의블럭에서는식(2-3-26) 으로 ±1, 0, ±1/sqrt(2) 의값을 갖게된다. 식 (2-3-26) 에의해서나타난파형을 ( 그림 2-3-5) 에나타냈다. < 표2-3-4> 입력데이타에따른π/4 DQPSK의위상변화 -51-

52 (2-3-26) ( 그림2-3-5) π/4 Differential QPSK의기저대역파형 ( 그림 2-3-6) π/4 Differential QPSK의신호배치 -52-

53 이파형을 I-Q plot 으로나타낸것이 ( 그림 2-3-6) 인데영점을통과하지않으므로포락선이비교적변동이없으므로비선형회선에서의특성이 QPSK에비해좋게나타남을알수있다. 3. MSK (Minimum Shift Keying) 두개의주파수 f H 와 f L 이기저대역신호 1, 0에따라반송파로쓰이면서위상을연속적으로변화시키면서송신신호를얻는방식을 CPFSK(Continuous Phase Frequency Shift Keying) 이라고한다. 이때 CPFSK의변조된신호는 (2-3-27) 가되며이때d 는전송속도R b=1/t b 로입력되는데이터 +1, -1 을나타낸다. 여기에서위상 φ(t) 가시간에따른연속함수이므로 s(t) 도역시시간에따른연속함수이다. 반송주파수 (2-3-28) 이며위상 φ(t) 를각심볼주기 Tb에대해직선적으로증가, 또는감소하게되면 (2-3-29) 가되며[6] φ(0) 는초기위상으로변조상태의과거상태에따른다. 따라서 (2-3-30) -53-

54 여기에서 h= ΔfT b 는편이비로서 h=0.5인경우를 MSK라고부르며 FSK에서대역폭이가장 작은경우에해당한다. 그러므로 MSK의신호식 (2-3-31) 는정진폭, 위상연속등의장점을나타내는신호가된다. 식(2-3-32) 를임의의비트구간 kt b t (k+1)tb로확장하여일반화하면 (2-3-32) 가되어 φ k 는구간 kt b t (k+1)tb의범위에서는일정한위상값을갖는다. 따라서 MSK 신호는두개의주파수 f c+1/(4t b), f c-1/(4t b ) 를갖는 FSK 파로생각할수있다.( 그림 2-3-7) 은이렇게구성원 MSK 변조기를나타낸것이다. ( 그림 2-3-7) FM 변조기를이용한 MSK변조기 식(2-3-33) 을전개하여직교신호로서표현을하면[7] 가된다. (2-3-33) -54-

55 이때 A를 1로놓으면 (2-3-34) 이된다. 이식을OQPSK의특별한형태로보면 (2-3-35) 가 되어 OQPSK신호의 In-Phase 신호를 cos( πt/(2tb)) 로, Quadrature 신호를 sin(π t/(2t b )) 로정형화한식이된다. 이렇게만들어지는변조기의구성이 ( 그림 2-3-8) 에나타 나있다. ( 그림 2-3-8) OQPSK를이용한 MSK변조기의구성 ( 그림 2-3-9) 는 MSK 신호의각단에서의파형을나타낸것이다. -55-

56 ( 그림 2-3-9) MSK의파형 -56-

57 4. GMSK GMSK 변조는 MSK의장점을가지며협대역화한변조방식으로디지털신호를저역필터에의해적절히대역제한한후주파수변조하는방식으로서저역필터의특성이협대역주파수특성과날카로운차단특성및낮은 Overshoot특성의임펄스응답을갖는여파기로서가우시안필터를사용하고변조지수를 0.5 로하는주파수변조방식으로서나타낼수있다.[8][9] ( 그림 ) GMSK 변조기의구성 가우시안필터의전달함수와임펄스응답은식(2-3-36) 및식(2-3-37) 과같이주어진다. ( 그림 ) 가우시안여파기의임펄스응답(BT=0.3) (2-3-36) 식(2-3-37) 을그려보면 ( 그림 ) 과같다. 가우시안필터를통과한변조기의입력신호 g(t) 는 (2-3-37) -57-

58 (2-3-38) 가되는데 a(t) 는단위구형펄스를, erf(.) 는에러함수를나타낸다. 변조기의출력 s(t) 는 이된다. 이때한심볼의위상변화는 (2-3-39) ( 그림 ) GMSK의각단에서의파형 -58-

59 (2-3-40) 로서BT가증가함에따라최대적분값이T가되므로h=0.5일때Δφ k =± π/2 가된다. ( 그림 ) 는 GMSK 의각단에서의파형을나타내었다. 5. QAM QAM 변조방식은반송파의진폭및위상에정보를전송하는방식으로서 ASK와 PSK의조합으로볼수있으며무선통신에서요구하는정진폭특성을갖지못하고시스템의구성이복잡하지만높은스펙트럼효율을갖고있으므로연구해볼가치가있는변조방식이다. QAM 의변조기의구성은기본적으로 ( 그림2-3-13) 과같다. 그림에서처럼 QAM은두개의직교 ASK 변조를합성하여전송속도를두배로, 즉스펙트럼효율을두배로향상시킨다. ( 그림 ) QAM 변조기의구조 -59-

60 일반적으로 M 진 (L L) QAM의변조신호 s(t) 는 (2-3-41) 로나타내어지는데이는 M=4인경우 QPSK와모든특성에서동일한형태이지만 M>4에서 는 QAM 의신호공간이 ( 그림 ) 과같으므로 M진 PSK의신호공간거리보다더효율 적으로배치되어BER 의특성이좋음을알수있다. 그러나 ( 그림 ) 에서볼수있듯이변조된신호의파형이정진폭특성을잃게되므로 증폭기의포화점을이용할수없다. ( 그림 ) 16-QAM의신호배치도 -60-

61 ( 그림 ) 16-QAM의변조파형 6. SPW에서새로운블럭의생성 COMDISCO 사의시뮬레이션팩키지인 SPW 는 Block Oriented된확장성이좋은시뮬레이터이다. 원하는함수를추가로설계하여기존의제공된함수와의결합으로서이의확장성을충분히활용하기위하여는새로운함수블럭을만드는것이필요하다. 이를설명하기위해간단한함수인 BFSK(Binary FSK) 함수를추가로설계하여이용하는과정을예를들어보이기로하겠다. 먼저 SPW 의디렉토리구조는크게 ( 그림 ) 로서표현할수있다. ( 그림 ) SPW 의 Directory 구조 -61-

62 ( 그림 ) 에서 caesys 디렉토리아래에는 SPW시스템의운용에필요한실행및관리 에 관계되는 화일들이 들어있고 caedata디렉토리에는 제공된 파일 및 사용자가 정의한 system, symbol, detail, params 등이들어있으며 spwsys/pool 디렉토리에는 caedata와 관계되는 obj화일들의집합인 pool 화일들이배치되어있으며 /spwsys/blocklists 디렉토리 에는 pool 화일에해당되는 list 화일이있다. spwdata 디렉토리에는시뮬레이션의입력으 로쓰이거나결과로서출력된화일들이존재하게된다. 블럭편집기인 BDE(Block Design Environment) 에서생성된심벌이나시스템파일들은 caedata 디렉토리에 정해지는 이름으로 저장되며 시뮬레이션 시에 컴파일을 하게 되면 blocklists 화일의 pool list를참조하여 caedata 디렉토리의라이브러리화일과링크되어 컴화일되며 spwdata 디렉토리에시뮬레이션의입력및출력을저장한다. 이런구조를이해하고새로운블럭으로서 BFSK를생성하고자하면우선입출력변수를정 의하여야한다. 입력으로는이진데이타 0 및 1 이되며출력으로는 cos(2πf 1 t) 및 cos(2πf 2 t) 가된다. 또한 cosine함수로서출력되므로 hold 포트도필요하게된다. 이런필요사항을 BDE를이용하여 편집인 symbol 및 Tools 메뉴의 BDE Toolbox 메뉴를 이용하여 자동 생성시킨 bfsk.symbol 이 ( 그림 ) 이다. ( 그림 ) a) BDE에서생성된 bfsk,symbol b) Autocreate Symbol로생성된 symbol -62-

63 전역변수로는 Baud rate, Sampling rate, f 1, f 2 가필요하다. 이런전역변수의정의는 params화일로서저장되어야하는데이것또한 BDE로서 Add Parameter 등의메뉴를이용하여편집한다. 이렇게편집된 bfsk.params 화일이 ( 그림 ) 과같다. bfsk,symbol과 bfsk.params화일을 link 시켜야만전역변수가 symbol에인식되어질수있으므로 BDE의 FILE메뉴에서 link 를이용하여연결해주어야한다. symbol 및 params 화일이생성되면 TOOL/Simulation/Prepare Block 메뉴에서 Create Template를선택하면임시화일인 Block.h 및 Block.c 화일이생성된다. Block.h 화일에는입출력변수및전역변수에대해정의되어있는데만일에이러한변수들을추가또는삭제하려고한다면 BDE 에서편집작업부터다시하여야한다. Block.c화일의구조는 In_, Ro_ 및 Te_ 의세함수로구성되어있다. In_ 함수에는 BFSK가동작하기전에가져야하는초기값을지정한다. In_ 함수에는편집되지않은불완전한블럭이라이브러리에등록되는것을막기위하여에러를출력하는함수인 wmskerrors() 가선언되어있는데컴파일하기전에이함수를제거하여야한다. ( 그림 ) bfsk.params 화일의구조 -63-

64 Ro_ 함수는시뮬레이션수행중에동작해야할수로서 BFSK의경우에는입력데이타 0 및 1 에따라 cos(2πf 1 t) 및 cos(2πf 2 t) 의파형을출력하는프로그램을정의한다. 프로그램리스 트는 < 표 2-3-5> 와같다. Te_ 함수는시뮬레이션이끝나면서취할마지막동작을정의한다. 이렇게편집된 Block.c화일을컴파일하면에러가없는상황에서 symbol이정의되어있는디 렉토리이름의 pool 디렉토리에 obj 화일이생성된다. 이렇게생성된 obj화일을 blocklist디 렉토리아래의 pool list화일에등록시켜야하는데이는원하는 pool list화일을 vi 에디터로 편집하므로서가능하다. 이렇게만들어진 pool 화일은 < 표 2-3-6> 과같다. pool list 화일 을편집한후 link하게되면만들어진 BFSK symbol는완전한블럭으로서시뮬레이션에이 용할수있게된다. 여기에서주의해야할점은시뮬레이션시 more option에서선택되어진 pool list화일에등 록되지않은 symbol은컴파일되어질수없고반대로너무많은심볼들이 pool list 에등 록되어져있다면컴파일시시간이너무많이소모된다. < 표 2-3-5> bfsk.symbol의 Ro_ 함수의리스트 -64-

65 comm imp_train symbol comm bin_num symbol spb sync symbol jgylib bfsk symbol < 표 2-3-6> temp_pool 화일의리스트 ( 그림 ) BDE로구성된 bfsk.system 따라서적절한크기의, 필요한 symbol들만이등록된 pool list 를생성시킬필요가있다. spw_all 은 SPW가배포될때의 pool list인데여기에서필요한 block들을선택하여 temp_pool이라는화일을생성하였다면 TOOL/Simulation/Prepare Block메뉴에서링크를할때 spwsys/pool/temp_pool 이라는라이브러리화일이자동으로생성된다. 입력및출력을갖는시스템으로구성된 bfsk.system 이 ( 그림 ) 에나타나있다. ( 그림 ) 는이렇게생성된 BFSK symbol 의입력및출력을나타낸것이다. -65-

66 ( 그림 ) SPW를이용하여생성한 BFSK파형의출력 7. SPW를이용한파형및스펙트럼비교 이상에서살펴본바와같이디지털이동통신시스템에서사용할수있는적당한변조기법으 로는스펙트럼효율이뛰어난위상변조방식의계열및정진폭특성으로높은진폭효율을 얻을수있는주파수변조방식의계열및높은스펙트럼효율을갖는 QAM 등의변조방식 이적당함을알수있었다. 다음은 SPW 를이용한 π/4 DQPSK, MSK, GMSK 및 QAM의 Eye Pattern과직교좌표상 에서의신호의위치를볼수있는Scattering Plot 및전력밀도스펙트럼을비교한다. ( 그림 ) 의 Scattering Plot에서볼수있듯이주파수변조방식의계열인 MSK 및 GMSK는대역이제한되었어도거의일정한위치를차지하는모습을보임으로서정진폭의특성을나타내지만위상변조방식인 π/4 DQPSK와위상변조및진폭변조의합인 QAM은영점통과의특성을나타냄으로서정진폭의특성을잃어버림을알수있다. 또한 ( 그림 ) 에서보는바와같이스펙트럼의효율은 QAM 과 π/4 DQPSK가좋게나타나지만불요파의크기가매우크게나타나는반면 MSK는주스펙트럼이크지만불요파의크기가크게감소함을알수있다. 또한 GMSK변조방식은전력이작은대신에불요파의특성을크게제한하고있는모습을볼수있다. -66-

67 a) b) -67-

68 c) d) ( 그림 ) Eye Pattern a) π/4 DQPSK b) MSK c) GMSK d) QAM -68-

69 a) b) c) d) ( 그림 ) Scattering Plot a) π/4 DQPSK b) MSK c) GMSK d) QAM -69-

70 ( 그림 ) 전력밀도스펙트럼 8. 향후전망및계획지금까지살펴본바에의하면스펙트럼효율이좋은변조방식은증폭효율이좋은비선형증폭기를사용하면제한되었던불요파의성분이되살아나는정진폭의특성을갖지못하며비선형증폭기를사용할수있는변조방식에서는스펙트럼에서의 Main lobe가크므로스펙트럼효율이좋지못함을알수있다. 그러나비선형증폭기를선형화하는방법인[10][11] Cartesian Feedback Loop, Adaptive Linearization, Linear Amplification with Nonlinear Components 등의기법으로정진폭특성을갖지못하는변조방식도비선형증폭기를사용할수있다. 향후에는 π/4 DQPSK 및 QAM변조에이기법들을도입하여시뮬레이션을해봄으로서 MSK 및 GMSK변조방식과비교하여주파수의효율적인사용과좋은통신품질을제공할수있는변조방식을도출해내는것이필요하다. -70-

71 이런사항이외에채널및수신단의모델링으로 SPW를이용한시뮬레이션을함으로서비트오율등의방법으로시스템을추정해봄으로서좋은전력효율과주파수효율을나타내는변복조방식을개발하는연구가차후에수행되어질과제이다. -71-

72 제4절 TCM 기술 무선채널은 Doppler frequency shifts 및 Multi-path fading 효과등으로인하여상당한 전송오류를발생시키며채널의특성상전송전력및대역폭이제한되어있으므로효과적인 변조및오류정정부호기법의연구개발이필요하다. 1982년도 G.Ungerboeck에의한대 역폭및전송전력의증가없이시스템의성능을형상시킬수있는 TCM(Trellis Coded Modulation) 기법이제안된이래이에관한많은연구가진행되고있으며, 특히 AWGN 채널에 대해서는 약 3-6dB의 coding gain을 얻을 수 있음이 잘 알려져 있다 [1][2][3][4][5]. 또한 AWGN 채널이외의다른채널( 예:satellite channel, mobile channel 등) 에적합한 TCM 기법에대한연구도활발히진행되고있으며, 특히여러사용자가동시에채널을사 용하여사용자상호간에간섭신호들이존재하는 CDMA(Code Division Multiple Access) 채널에서 TCM에의한 coding gain에대한분석과이를통한동시통화용량의증대에관한 연구분석이이루어지고있다. 또한, TCM 기법은최근전세계적으로관심이집중되고있는이동통신을비롯한무선통신 전반에관련된핵심요소기술로서이기술의파급성및유용성을고려해볼때이에관한 연구는매우중요하다고할수있다. 다음절부터는이러한 TCM 기법에대한기본원리및각채널에서의 TCM 기법에대하여 살펴보도록하겠다. 1. TCM의기본원리및성능분석 TCM은오류정정부호와 modulation을결합함으로써전송전력또는전송대역의증가없이도디지털통신시스템의성능을획기적으로향상시킬수있는기법이다. 전력이제한된환경하에서오류정정부호를사용하여전송하고자하는 symbol sequence에 redundant bits 를첨가함으로써전력효율을높일수있다. 그러나첨가된비트로인하여전송 data rate이높아지므로더넓은전송대역을필요로하게된다. -72-

73 또한전송대역이제한된환경하에서주파수대역을효율적으로사용하기위해서는 modulation signal set 을확장( 예 ; 4-PSK에서 8-PSK 로의확장) 해야하는데신호들간의거리를그대로유지시키기위에서는신호전력을높여야만한다. 그러나 TCM에서는오류정정부호에의한 data rate의증가는 modulation signal set 을확장함으로써방지하고, signal set 확장에의한신호들간의거리축소는오류정정부호에의해극복함으로써전송전력과전송대역의증가없이디지털통신시스템의성능을향상시킬수있게된다. ( 그림 2-4-1) 은 rate m/m+1을갖는일반적인 TCM 의구조를보여주고있다. 여기서 m은 TCM 의입력비트수이며, 입력비트중 m 비트만이 convolutional encoder에의해부호화 되고, 나머지 m - m 비트는부호화되지않은비트로남는다. 이때부호화된 m +1 부호 비트는 M( =2 m +1 )-ary signal set에대해 Ungerboeck의 set partitioning을행하여얻어 진 subsets 중하나로 mapping 되고, 부호화되지않은 m - m 비트는 Ungerboeck의 mapping rules에의해선택된subset으로부터한신호로mapping 된다. ( 그림 2-4-1) 일반적인 TCM의구조 -73-

74 이러한 TCM 기법의성능분석방법으로는 Viterbi decoder의성능해석에일반적으로이용되고있는 transfer function bound(tfb) 기법이많이이용되고있다. 이에대해간단히살펴보면다음과같다. Rate m/m+1 trellis codes 에대해서, p번째비트시간에서의입력비트열을다음과같이정의하면 이고, 이때의출력신호 x p 는입력비트열 U p 와현재 encoder state δ p 의비선형함수 f() 에의해결정된다. 즉, 또한, encoder의다음 state는입력비트열 U p 와현재 encoder state δ p 의비선형함수 g() 에의해결정된다. 일반적인 TFB에서는가능한모든 correct sequence가이에대한가능한모든 incorrect sequence 와비교되어야만하므로 "super-states(s p )" 및 "super-inputs(i p )" 의개념을도입 해야한다. -74-

75 여기서 δ p 와 U p 는각각 correct state 와입력이며, δ p 와 Ũ p 는각각 incorrect state와입 력을나타낸다. TCM의출력신호의 sequence를길이 N인채널의입력신호열 X 라하면, 이다. 이때, 채널입력 X에대한채널출력의신호열을 Y라하면 이다. 위의 notation들을사용하면 trellis codes 의비트오류확률은다음과같다. -75-

76 여기서, S(0,N) 은시간 0에서 diverge하여시간 N에서최초로 remerge하는모든경로에대한 correct와 incorrect sequence 의쌍을의미한다. 또한 P(S 0 ) 는 sequence가 state S 0 에서시작할확률을나타내며, 변수 I는 super-input U의 Hamming weight를나타내는 d(s,u) 의밑수이다. q(u) 는 super-input U의 priori 확률을의미하며, P(X X) 는 correct vector X에대해서 incorrect vector X로잘못 decoding 할확률로서 "pairwise error probability" 라부른다. 이확률은 TFB를구하는데있어서가장중요한 factor이며이를구하는방법으로는 Bhatacharyya bound가많이사용되지만좀더잘맞는 bound를구하기위해서는 Chernoff bound 를이용하여이를최적화하는것이필요하다. 본과제에서는 pairwise error probability를구하는데최적화된 Chernoff bound 를이용하였다. 2. AWGN 채널에서의 TCM 기법 ( 그림 2-4-1) 에서 M-ary 신호를 MPSK 신호로택했다고가정해보자. 그러면이시스템의전송신호s(t) 는다음과같다. -76-

77 AWGN 채널이므로 s(t) 에대한수신신호 r(t) 는다음과같다. 이시스템의수신기의구조는그림4-2 와같으며, τ=0, β=0를가정하면시간 p에서의 correlator 출력 Y p 은 이때, pairwise error probability를구해보면 이고 N은 error path 의길이를나타낸다. 여기에 Chernoff bound 를적용하면, -77-

78 여기서소문자로표기된각 다음과같이간략화될수있다. symbol들은 E s 로정규화된값이다. 이식에서두번째항은 이를본식에대입하면 ( 그림 2-4-2) MPSK 수신기구조 -78-

79 여기서 bound는 λ에대해최적화되어야하며이는채널 SNR 의함수가됨을알수있다. 또한 AWGN 채널에서 trellis codes의성능은 correct path와 incorrect path 사이의 Euclidean distance 에만의존함을알수있다. 3. 페이딩채널에서의 TCM [1][12][13] 페이딩채널에서 TCM의성능을알아보기전에여기서몇가지중요한가정을설정해보면, 먼저수신기로는 ( 그림 2-4-2) 의수신기를가정했고완벽한동기와 carrier recovery 를가정했다. 또한적당한 interleaver/deinterleaver를사용하여각샘플들이독립이라생각했으며페이딩은 Rician 분포를갖는랜덤값으로모델링하였다. 이때시간 p에서의 correlator 출력 y p 는 여기서 x p 는시간 p에서전송된 MPSK 심볼이며, ρ p 는 Rician 분포를갖는정규화된 random amplitude로서그 pdf 는다음과같다. 또한 η p 는 variance를 E s /N 0 로갖는 AWGN의 complex sample 이다. 이때, pairwise error probability 를구해보면 -79-

80 이고 N은 error path의길이이며 z p 는 channel state Information (CSI) 을나타낸다. 여기에 Chernoff bound 를적용하면, 여기서 v는 x p /= x p 인모든 p의집합을나타내며 m(y p x p ;z p ) 는채널에서CSI를얻을수있 는지없는지에따라다르게정의되므로각각에대한분석이필요하다. 가. 이상적인CSI를얻을수있을경우이경우z p 는ρ p 와동일하므로 m(y p x p ;z p ) 는다음과같이정의될수있다. 그러면 ρ = ( ρ 1,ρ 2,, ρ N ) 에의해 conditioning된 pairwise 오류확률은다음과같이된다. 여기서 chernoff parameter λ를최적화시키면 λ opt = E s 2N 이고이를윗식에대입하면 0 여기서, -80-

81 이다. 이제 uncondition된오류확률을구하기위하여윗식을 ρ에대해평균을취하면 여기서 이다. 이를좀더직관적으로살펴보기위하여채널 SNR을매우크다고가정하면윗식은다음과같이매우간단히나타낼수있다. 여기서 L v 는 error events 의길이를나타낸다. 이식으로부터알수있는사실은페이딩채널에서 TCM의성능은 error events의길이및오류경로의각 branch metric(euclidean distance) 의곱에의해서만영향을받는다는사실이다. 이는 TCM의성능이오류경로의각 branch metric의합에의해결정되는awgn 채널과는다른사실이다. 위의식은 Rician 페이딩채널에대한 pairwise error probability이지만 Rayleigh 페이딩 채널에대해서도 K=0 로놓음으로써쉽게적용될수있다. -81-

82 나.CSI가없는경우이경우m(y p, x p ;z p ) 는다음과같이 으로정의되고 ρ = ( ρ 1,ρ 2,, ρ N ) 에의해 conditioning된 pairwise 오류확률은 여기에서 이된다. 이식에서최적화된 Chernoff parameter λ를구하려면먼저 ρ에대해평균을취해야만한다. 그러므로 위의식을좀더간략화하기위해높은채널면 SNR을가정하고몇가지복잡한과정을거치 -82-

83 이다. 여기서최적 Chernoff parameter λ opt 는 이며이를본식에대입하면 이된다. 4. CDMA 채널에서의 TCM[6][7] 본과제에서는 coded-cdma 시스템으로서 CC-CDMA(Convolutional Coded CDMA) 시스템과 TCM을 CDMA 시스템에적용한 TC-CDMA(Trellis Coded CDMA) 시스템의성능을비교분석하였고, 특히 TC-CDMA 시스템의성능개선에대해연구하였다. 다음에서는본과제에서사용한 CDMA 채널모델및각 coded-cdma 시스템에대하여살펴보고이에대한분석결과에대하여논의하도록하겠다. 가.CDMA채널모델본과제에서의 CDMA 채널모델은 Pursely의 asynchronous CDMA 채널모델을기본으로하고있다[8][9]. ( 그림 2-4-3) 은그모델을보여주고있는데, K명의사용자가동시에통신하며각사용자의신호는다른지연시간을가지고수신된다고가정하였다. 또한다른사 용자에의한간섭신호(IUI) 는각 sample 에대하여서로독립이라가정하였다. -83-

84 ( 그림 2-4-3) Asynchronous CDMA 채널모델 나. Convolutional coded CDMA 시스템 (CC-CDMA) ( 그림 2-4-4) 는 k번째사용자에대한 CC-CDMA 시스템의송신측블록도이다. 여기서 k개 의 데이타 비트들은 rate k/n의 convolutional encoder에 의해 n 개의 부호비트(coded bits) 로변환되고각부호비트들은길이(length) 와주기(period) 를 N c 로갖는 k번째사용자 고유의 signature sequence 에의해대역확산(spreading) 된다음 BPSK modulator를통해 채널로전송된다. 이시스템은어떠한오류정정부호도사용하지않는 UC-CDMA(Uncoded CDMA) 에비해 convolutional code의오류정정능력으로인하여상당한 coding gain 을얻을수있다. 그 러나동일한단위시간당정보량(information-bits/sec) 과동일한채널대역폭을가정하면, UC-CDMA의 signature sequence 보다 k/n(<1) 배짧은주기를갖는 signature sequence 를사용해야하므로 processing gain이 k/n배만큼줄게되어사용자들간의간섭은더욱 커지게된다 [6][7]. -84-

85 ( 그림 2-4-4) k번째사용자에대한 convolutional coded CDMA 시스템의송신측블럭도 (CC-CDMA) [6] 이시스템에대한성능분석은다음절에서논의될성능분석의특별한경우(BPSK) 에해당하므로다음절을논의하도록하겠다. 다.MPSKsignalset을이용한 TCM(TC-CDMA-1)[6] ( 그림 2-4-5) 에서는 modulation 신호로 MPSK 신호를사용할때의 TC-CDMA-1 시스템의송신측블록도이다 (k 번째사용자가정)[6]. 여기서 k개의데이타비트들은 rate k/k+1 의 convolutional encoder에의해 k+1개의부호비트로변환되고이들은 trellis code의 mapping rule에의해 M(=2 k+1 )-ary PSK 신호로 mapping된다음길이와주기를 N c 로갖는 k번째사용자고유의 signature sequence 에의해대역확산(spreading) 되어채널로전송된다. 이시스템은동일한단위시간당정보량과동일한채널대역폭을가정했을때 UC-CDMA의 signature sequence와같은주기를갖는 signature sequence를사용하므로 processing gain은 UC-CDMA와동일하지만 MPSK 신호들간의거리가 M 의확장(2 k 에서 2 k+1 로으로 ) 인하여가까워지므로잡음에의한영향을많이받게된다. -85-

86 ( 그림 2-4-5) k번째사용자의 MPSK signal을이용한 trellis coded CDMA 시스템의송신측블록도 (TC-CDMA-1)[6] 본시스템에서의 k번째사용자에대한전송신호s k (t) 는다음과같다. -86-

87 AWGN 채널이라가정하면 s k (t) 에대한수신신호r(t) 는다음과같다. 여기서 τ k 와β k 는독립이고 uniform distribution 을갖는랜덤값이다. 1 번째사용자에대한수신기의구조는 ( 그림 2-4-6) 과같으며여기서 τ 1 =0, β 1 =0를가정 하면시간 p에서의 correlator 출력 Y 1은 p where, ㆍ η l p : complex sample or AWGN with variance N 0 ㆍPartial cross-correlation functions Rk.l(τ k )and Rˆ k,l (τ k ) -87-

88 ㆍ Aperiodic cross-correlation function ( 그림 2-4-6) 1번째사용자에대한 TC-CDMA-1 수신기의구조 -88-

89 1 번째사용자에대한다른사용자들에의한간섭(inter-user interference(iui)) 을 Z 1이라 p 하면 그러므로결국 1번째사용자에대한 correlator 출력은전송신호, IUI 및 AWGN의신호의 correlator 출력의합이된다. 즉, 이제이시스템의성능을분석하기위하여 pairwise error probability를구해보면 where, m(y p,x p )=- Y p -X p 2 이고 N은 error event 의길이를나타낸다. 여기에 Chernoff bound 를적용하면, 여기서 bound는 λ에대해최적화되어야하며소문자로표기된각 symbol들은규화된값이다. 위의식에서두번째항은다음과같이간략화될수있다. E s 로정 -89-

90 이를다시대입하면 여기서 E { exp (-2λ E s N 0 v p )} 의계산은 ( 바) 에서논하기로하겠다. 라. M-ary Biorthogonal signal set을이용한 TCM (TC-CDMA-2)[7] ( 그림 2-4-7) 은 k번째사용자에대한 TC-CDMA-2 시스템의송신측블록도이다[7]. 여기서 k개의데이타비트들은 rate k/k+1의 convolutional encoder에의해 k+1개의부호비트로변환되고이부호비트는길이와주기를 N c 로갖는 sequence들로구성된 M(=2 k+1 )-ary signal set으로부터 trellis code의 mapping rule에의해한 signal로 mapping된다음 BPSK modulator 를거쳐채널로전송된다. 이시스템도위의 TC-CDMA-1과동일한 processing gain 을갖는다. 본시스템에서 k번째사용자에대한 M-ary biorthogonal signal set을 A k 라하면 여기서 a k 1 는 AO/LSE m-sequence 들중하나이며, -90-

91 ( 그림 2-4-7) k번째사용자의 M-ary signal을이용한 trellis coded CDMA 시스템의송신측블록도 (TC-CDMA-2)[6] 이다. 그러므로 a k i는다음을만족한다. -91-

92 k 번째사용자의전송신호는 AWGN 채널을가정할때의수신신호는 여기서 β k =φ k -ω c τ k 이고 τ k 와β k 는독립이고 uniform distribution 을갖는랜덤값이다. 1번째사용자에대한수신기의구조는그림4-8 과같다. 여기서 τ 1 =0, β 1 =0를가정하면시 간 i에서 decision statistics {D i,m ; m=1,2,...,m} 는 이다. 그러므로 pairwise error probability는 -92-

93 ( 그림 2-4-8) 1번째사용자에대한 TC-CDMA-2 수신기구조 이다. 여기서 D p, p (i)= 1 2 [ D i,p i -D i, p ] i 이라정의하면 이다. 또한 이며, 여기서 x n (i)= 1 2 ( a 1 p i n - a 1 ) p i,n, n=0,1,...,n c -1 이다. -93-

94 여기서 u = a k p, v= a k k i -1 p i, k x n =x n (i) 라정의하면 partial cross-correlation 항은다음과같 이되고,u,v A 이다. 여기서 aperiodic cross-correlation function은 다른사용자의간섭(IUI) 에의한항을수있다. I i 라하고식을 p 2 T 로정규과하면다음식을얻을 -94-

95 이제 Chernoff bound를이용하여 pairwise error probability 를구해보자. 여기서 E { exp (- 4E s N 0 λi i )} 의계산은다음바에서논하기로하겠다 ( ). 마. Modified TC-CDMA-2 시스템 (MTC-CDMA-2) 본과제에서는 TC-CDMA-2 시스템에서의 4-ary signal set을다르게정의함으로써시스 템의성능을개선시킬수있는방안을제안하였다. 제안된시스템의 4-ary signal set은다 음과같이정의된다. 여기서 b k 1 는 AO/LSE m-sequence 들중하나이며, -95-

96 이다. 즉, b k는 2 sequencebk 1와 dbits다른비트를갖는 sequence 이다. 본시스템에서의 parameter d는 1에서 N c -2까지의값을가질수있으며시스템의성능에중요한영향을미치는 parameter로서 trellis code의 state 수및채널 SNR에따라그최적값이변화한다. 이러한최적값에대한결과는 ( 사) 에서보일것이다. 바. E{exp(-cI)} 의계산 [10][11] 본절에서는 TC-CDMA-1과 TC-CDMA-2 시스템의 pairwise error probability를구하는데필요한 IUI의 exponential expectation( 즉, E{exp(-cI)}) 을계산하는방법중두가지방법을설명하도록하겠다. 여기서의 c와 I는 TC-CDMA-1 시스템인경우 이고, TC-CDMA-2 시스템의경우는 에해당된다. 첫번째방법은연속랜덤변수 I를불연속랜덤변수로치환하여이에대한확률밀도함수를구하여다음식을이용하는방법이다 [10]. -96-

97 여기서 N u 는 bound의 tightness를나타내는상수이며 d j 는다음과같이정의된다. TC-CDMA-2 시스템에서의 d j 는참고문헌 [10] 와비슷한과정에의해비교적쉽게계산될수있는반면, TC-CDMA-1 시스템에서의 d j 는랜덤변수 v p 가 sine함수와 cosine함수를동시에포함하고있으므로계산하기가상당히어렵다. 두번째방법은랜덤변수 I에대한 1차에서 2N m +1차까지의 moment 값을이용하여다음식과같이제산하는방법이다 [11]. 여기서 ζ j 는 weight W j 에대한 node를나타내며 I에대한 1차에서 2N m +1차까지의 moment 값으로이루어진 matrix의 eigenvalues 및 eigenvector 로부터구해진다[6][11]. 사. 실험결과및토의본과제에서사용한채널은앞에서설명한바와같이 K명의사용자가동시에통신을하는 AWGN 채널로모델링하였고다른사용자에의한간섭신호(IUI) 는각 sample들이서로독립이라고가정하였다. 실제로 IUI sample들은서로독립이아니지만만약충분히만족할 만한 interleaver 를사용한다면위의가정은옳다고볼수있다. -97-

98 또한각시스템에서의 convolutional coder는 code rate를 1/2 로갖도록하였으며, state 수는 2와 4 를사용하였다. ( 그림 2-4-9) 와 ( 그림 ) 은 convolutional coder의 state 수가각각 2와 4일때각시스템의 trellis 도를보여주고있다. 이제이들각각에대한분석결과들을보이도록하겠다. i. CC-CDMA 시스템의경우 m 1 =c 1 c 1,m 2 =c 1 c 2 m 3 =c 2c 2,m 4 =c 2c 1 where c 1 : PN sequence with period N c /2, c 2 = 시스템의경우 ii. TC-CDMA-2 -c 1 m 1 =a 1,m 2 =a 2 m 3 =a 3,m 4 =a 4 where a i A (2.2.3 절참조) iii. MTC-CDMA-2 시스템의경우 m 1 =b 1,m 2 =b 2 m 3 =b 3,m 4 =b 4 where b i B (2.2.4 절참조) ( 그림 2-4-9) State 수가 2일때의 trellis 도 -98-

99 i. CC-CDMA 시스템의경우 m 1 =c 1 c 1,m 2 = c 1 c 2 m 3 =c 2 c 2,m 4 = c 2 c 1 where c 1 : PN sequence with period N c/2, c 2 = 시스템의경우 ii. TC-CDMA-2 -c 1 m 1 =a 1,m 2 = a 2 m 3 =a 3,m 4 = a 4 where a i A (2.2.3 절참조) iii. MTC-CDMA-2 시스템의경우 m 1 =b 1,m 2 = b 2 m 3 =b 3,m 4 = b 4 where b i B (2.2.4 절참조) ( 그림 ) State 수가 4일때의 trellis 도 -99-

100 본과제에서는성능분석방법으로본 trellis code의 transfer function bound를사용하였 는데, 여기서 pairwise 오류 확률은 Chernoff bound 를 이용하였다. 그런데 Chernoff bound에서 IUI 에관련된항은구하기가상당히어렵다. 본과제에서는 ( 바) 의첫번째방법 [10] 를이용하여이를구하였다. 그러나이방법은 CC-CDMA 및 TC-CDMA-2 시스템의 경우에는쉽게적용될수있으나, CC-CDMA-1 시스템은 MPSK 신호를사용하기때문에 확률 d j 를구하기힘드므로이방법으로는분석이어렵다. 그러므로향후과제에서는 ( 바) 의 두번째분석방법을이용하여모든시스템에대한성능분석을해볼생각이며, 일단은첫 번째성능분석방법을이용한 CC-CDMA 및 TC-CDMA-2 시스템의성능분석결과를살 펴보도록하겠다. ( 그림 ) 은어떠한오류정정부호도사용하지않은 UC-CDMA 시스템의채널 SNR 에따른비트오류확률을사용자수 K가각각 2, 4, 6 명일경우에대해서보여주고있다. 여기서사용된 PN sequence는주기를 63으로갖는 AO/LSE m-sequence 를사용하였다. ( 그림 ) 와 ( 그림 ) 은 convolutional coder의 state 수가각각 2와 4일때 CC-CDMA 및 TC-CDMA-2 시스템 ( 그림 2-4-9) 및 ( 그림 ) 의채널 SNR에따른 비트오류확률을보여주고있다. 동일한 throughput 에서두시스템을비교하기위하여, 각 시스템에 사용된 PN sequence는 CC-CDMA 시스템은 주기 31을 갖는 AO/LSE m-sequence, TC-CDMA-2 시스템은주기 63을갖는 AO/LSE m-sequence를사용하였 다. 여기서의 throughput은단위 bandwidth 와단위시간당의정보량이라정의된다. 그림에 서 TC-CDMA-2 시스템은적은사용자수(K=2) 에대해서는 CC-CDMA 시스템에비해성 능이그리좋지않지만사용자의수가늘수록그성능이점점더월등히좋아지는것을알 수있다. 이는 TC-CDMA-2 시스템이 CC-CDMA 시스템보다 더긴주기를갖는 PN sequence를갖기때문에iui 에의한성능저하가덜하기때문이라사료된다. ( 그림 ) 와 ( 그림 ) 는 CC-CDMA-2 시스템에서 state 수가각각 2와 4일때 의채널 SNR 에따른최적 α(=d/nc) 를보여준다. 여기에서최적 α는채널 SNR의함수임을 잘알수있다. 그러므로최적시스템을위해서는채널 SNR에따라 signal set B가최적 d 값을갖도록해야한다

101 ( 그림 ) 과 ( 그림 ) 은 convolutional coder의 state 수가각각 2와 4일때 TC-CDMA-2 및 MTC-CDMA-2 시스템 ( 그림 2-4-9) 및 ( 그림 ) 의채널 SNR에따른비트오류확률을보여주고있다. 이때두시스템에사용되는 PN sequence는주기를 63으로갖는 AO/LSE m-sequence 를사용하였다. 또한 MTC-CDMA-2 시스템에서의 parameter d는 42( α=2/3) 로고정하였다. 먼저 State 수가 2일때두시스템의성능을비교해보면, 모든채널 SNR에대하여 MTC-CDMA-2 가훨씬좋은성능을가짐을알수있다. 이는두시스템의 IUI 에의한성능저하는거의같으면서, MTC-CDMA-2 시스템의각 code들은 TC-CDMA-2 보다서로더멀리떨어져있기때문이다. 한편, state 수가 4인경우 MTC-CDMA-2 시스템은채널 SNR이약 12dB 이상일때만더좋은성능을나타낸다. 그러나이는 d를 42로고정했을때의결과이고여기에최적 d를사용한다면더좋은결과를얻을수있을것이다

102 ( 그림2-4-11) 채널SNR에따른비트오류확률 (UC-CDMA with N c=63)

103 ( 그림 ) State가 2개일때의채널 SNR에따른비트오류확률 (CC-CDMA with N c =31, TC-CDMA-2 with N c =63)

104 ( 그림 ) State가 4개일때의채널 SNR에따른비트오류확률 (CC-CDMA with N c =31, TC-CDMA-2 with N c =63)

105 ( 그림 ) State가 2개일때의채널 SNR에따른최적 α (MTC-CDMA-2 with N c =63)

106 ( 그림 ) State가 4개일때의채널 SNR에따른최적 α (MTC-CDMA-2 with N c =63)

107 ( 그림 ) State가 2개일때의채널 SNR에따른비트오류확률 (TC-CDMA-2와 MTC-CDMA-2(d=42) with N c =63)

108 ( 그림 ) State가 4개일때의채널 SNR에따른비트오류확률 (TC-CDMA-2와 MTC-CDMA-2(d=42) with N c =63)

109 5. 향후전망및계획 본과제에서는여러채널에서의 TCM 기법들에대해서조사하여이에대한분석및성능 개선방안에대해연구하였는데특히, CDMA 채널에서의 TCM 시스템들즉, CC-CDMA(5 의나), TC-CDMA-1(5 의다), TC-CDMA-2(5 의라) 및제안된 MTC-CDMA-2(5 의마) 시스템에대한성능의비교분석에초점을두었다. 이를바탕으로앞으로의과제에서는 CDMA 채널에서의모든 TCM 시스템에적용될수있 는분석방법을찾아내어각시스템성능을비교분석에대해연구하여이를페이딩이존재 하는 CDMA 채널로도확장할것이다. 또한 4-ary signal set을확장하여 M-ary signal set을갖는일반적인 TCM 시스템에대해서도성능을비교분석할것이며, CDMA 채널의 채널용량을늘리기위한새로운시스템을제안하도록할것이다

110 제5절다이버시티기술 1. 다중경로페이딩혼잡한도심에서나타나는차량무선이동통신의주요문제점은차량에설치된안테나가주위의건물보다높이가낮기때문에직접파를수신할수없고주위건물의표면에서산란되거나건물주위에서회절되는신호를수신한다는점이다. 이와같이송신기와수신기사이에많은경로가존재하는경우를 Multipath propagation이라고부르며이러한현상은터널이나빌딩또는언덕에가려져직접파가도달할수없는부분에도전파가도달할수있도록하는반면에수신신호가넓게퍼져서수신되는 Delay spread, 레일레이페이딩이라고알려진신호강도를빠르게변화시키는 Random phase shift, 각경로마다다른도플러주파수편이때문에나타나는 Random frequency modulation 의문제점을일으킨다. 다중경로상황에서는각기다른지연시간을갖는신호들이여러방향에서입사되며이들신호는 ( 그림 2-5-1) 에나타낸것처럼수신안테나에서벡터적으로더해진다. 이렇게더해진신호는각신호의위상지연분포에따라서보강간섭이나상쇄간섭이일어나게되므로어떤한지점의신호크기는조금떨어진다른지점의신호크기와수심 db정도의차이가있을수있는데이는입사신호들의위상관계가달라졌기때문이다. 이와같이신호의크기가변화하는현상을페이딩이라고하며다중경로에의해서나타나는짧은구간동안에신호가변화하는현상을단구간페이딩(Short-term fading) 또는다중경로페이딩(Multipath fading) 이라하고지형에의해서나타나는비교적긴구간동안에신호가변화하는현상을장구간페이딩 (Long-term fading) 이라고한다. 다중경로페이딩은신호의크기를상당히변화시키기때문에 AM신호는심각한영향을받지만 FM방식은이러한신호크기의변화에크게영향을받지않기때문에페이딩에의한성능저하를현저하게줄일수있다. 페이딩은기본적으로공간적인현상이지만수신기가이동하면공간적인변화가시간적인변화로나타나게된다. ( 그림 2-5-2) 에전형적인페이딩신호를나타내었다

111 ( 그림 2-5-1) 위상이서로다른두신호의합에의한페이딩 ( 그림 2-5-2) 이동차량에서수신한페이딩신호 가. 단구간페이딩(Short-term fading) 단구간페이딩은다중파에의해서나타나는현상으로서고속페이딩(fast fading) 또는레일레이페이딩(Rayleigh fading) 이라고부르며이러한페이딩현상은이동통신시스템의성능을저하시키는중요인요인이된다. 직접파가없을경우 n번째방향에서입사되는신호의진폭을 C n, 위상을 φ n, 방위각을 α n, 앙각을 β n 이라하면 C n, φ n, α n, β n 은통계적으로독립인랜덤변수가되며 ( 그림 2-5-3) 에신호가입사되는상황을나타내었다. 위상 φ n 은구간 (0-2 π) 에서균일하게분포한다고가정한다. VHF대역및그이상의대역에서는파장이짧아서신호전송경로의길이가조금만달라져도 RF 신호의위상이크게변하므로이와같은가정은합리적이다.[4]

112 ( 그림 2-5-3) 방위각 α, 앙각 β로입사하는신호 수신지점의좌표가 (X 0, Y 0, Z 0 ) 이고 n번째방향에서입사하는신호를 E n (t), 수신신호를라고할때반송파가변조되지않았다면다음과같다. E(t) (2-5-1) (2-5-2) 여기에서 N 은입사신호의갯수를나타낸다. 수신안테나가 X-Y 평면상에서 X축과 Y의각도를이루고속도 V로이동하고있으면 t초후의수신안테나의위치는 (Vtcosγ, Vtsinγ, Z 0 ) 이다. 그러므로수신신호 E(t) 는다음과같이나타낼수있다

113 (2-5-3) 여기에서 I(t) 와 Q(t) 는각각동상및직교성분이며다음과같다. (2-5-4) (2-5-5) (2-5-6) (2-5-7) 여기에서 ω n 은 n 번째신호의도플러편이를나타낸다. N이충분히큰값이면중심극한정리(Central limit theorem) 에의해서 I(t) 와 Q(t) 는서로독립인가우스과정(Independent gaussian process) 으로되고평균값이 0 이므로확률밀도함수는다음과같다. (2-5-8) 여기서 σ 2 = E { C 2 n}, x는 I(t) 또는 Q(t) 이다. 수신신호 E(t) 의포락선 r(t) 는다음과같다. (2-5-9)

114 I(t) 와 Q(t) 가가우스과정이므로 r(t) 의확률밀도함수는다음과같은레일레이분포를갖는 다. (2-5-10) 수신신호의위상 θ(t) 와균일분포를갖는 θ(t) 의확률밀도함수는다음과같다. (2-5-11) (2-5-12) 셀룰러라디오시스템의소규모셀에서는직접파나신호의크기가큰반사파가존재하므로 이러한경우에신호의통계적특성은앞에서설명한레일레이분포를따르지않으며심한 페이딩현상은레일레이페이딩의경우보다적게나타난다. 이와같은상황은랜덤잡음에 정현파를더한경우와유사하며 Rice 에의해서광범위하게다루어졌다. 직접파가존재할경우의수신신호 V(t) 는직접파성분을추가하여다음과같이나타낼수 있다. (2-5-13) 여기에서 C는직접파성분으로서랜덤변수가아닌상수이고 I와 Q는서로독립인가우시안 분포를갖는랜덤변수로서평균값이 0 이고분산(Variance) 이 σ 2 s이다. 수신신호 V(t) 를포 락선 r 과위상 θ로나타내면다음과같다

115 (2-5-14) (2-5-15) (2-5-16) 따라서수신신호의포락선 r 의확률밀도함수는라이시안분포(Rician distribution) 를갖으며다음과같이나타낼수있다. (2-5-17) 여기에서 C는직접파의진폭이고 I 0 () 는 zero order의제1종 Modified Bessel function이다. 수신신호의 Local 평균전력(RF 신호한주기동안의평균전력) P v 는산란된신호의 Local 평균전력 σ 2과직접파의전력 s σ2 d의합이며라이시안분포의 k-factor 는다음과같이 정의된다. (2-5-18) P v =σ 2 s +σ2이므로 d σ 2 s = P v /(1+k) 이고 C =(2σ2 d ) 1/2 =[2kP v /(1+k)] 1/2 이며이관계를이용하여 ( 식 ) 을다음과같이 k-factor 로나타낼수있다. (2-5-19)

116 k-factor의값이 0으로되면즉직접파의성분이 0 으로되면 ( 식 ) 는레일레이분포로되며 k 1 이면가우시안분포로된다. k-factor의값이커질수록직접파성분이강해지는것을의미하며 k-factor의값이약 5정도이면대부분의마이크로셀룰러 (microcellular) 채널을적절히나타낼수있고, 특별한경우에는 16 정도의값을갖는다.[8] ( 그림 2-5-4) 에 k-factor 의변화에따른라이시안확률밀도함수의변화를나타냈다. ( 그림 2-5-4) k-factor의변화에따른라이시안확률밀도함수 (a) k=0, (b) k 1, (c) k 1 나. 다중경로페이딩채널의통계적특성 Multipath propagation 환경하에서는신호가여러경로를거치게되며이렇게다른경로 를거친신호는도착시간이조금씩다르므로신호가퍼져서수신되는현상이나타난다. 즉 폭이매우좁은신호 S 0 (t)=a 0 δ(t) 를송신했을때수신신호의포락선 E(t) 는 ( 그림 2-5-5) 와 같이나타나게되며수신신호는다음과같이표현된다. (2-5-20)

117 이와같이수신신호가퍼지는현상은평균지연시간(Mean delay time) d와 Delay spread(or standard deviation) Δ로나타내며다음과같다. (2-5-21) (2-5-22) 디지틀데이타를전송하는시스템에서이러한 Delay spread는각심볼이서로겹치는심볼간간섭(intersymbol interference) 을일으키기때문에심볼율(Symbol rate) 에제한을가하는요인이되며 Delay spread가길어지면심볼율을줄이거나적응등화기를사용하여야한다. ( 그림 2-5-5) Delay spread 일정대역폭을갖는신호가다중경로상황에서받는영향은신호대역폭이충분히작으면대역내에있는모든주파수성분에대해서채널내의여러전파경로는거의비슷한전기적인길이를가지므로각주파수성분의크기와위상변화는거의비슷하게되어서비슷한페이딩특성을나타내지만신호대역폭이커지면주파수가멀리떨어져있는주파수성분들은다중경로를통과하면서나타나는위상변화가달라지므로서로상관되지않는다

118 이와같이각주파수성분들의크기와위상이동일하게영향을받는주파수대역을채널의 Coherence bandwidth 라고한다. 그리고위상변화는경로길이에의해서나타나기때문에이러한상관(Correlation) 의정도는시간지연의퍼짐정도(Spread or time de1ay) 에따라달라진다. Delay spread가커지면두신호의주파수가조금만달라도신호의위상이크게변화하여 Coherence bandwidth가작아지게되고 Coherence bandwidth보다큰대역을갖는신호는수신된신호의각주파수성분들이채널을통과하면서동일한영향을받지않아송신신호와달라지기때문에신호가왜곡되며이러한현상을주파수선택적페이딩 (Frequency selective fading) 이라고한다. 다중경로채널은시간퍼짐(Time spread) 과시변(Time variation) 특징을나타내므로다음과같이통계적인방법으로다루어야한다. 송신신호 S(t) 가다음과같다고하자. (2-5-23) 송신신호는채널특성이시간에따라서변하기때문에시변특성을갖는시간지연과감쇄현상을겪게되므로수신된대역통과신호는다음과같이나타낼수있다. (2-5-24) 여기에서 α n 는 n번째경로의감쇄인자이고 τ n 는 n 번째경로의시간지연을나타낸다. 식 (2-5-23) 을식(2-5-24) 에대입하면수신신호x(t) 는다음과같이표현된다. 따라서수신된등가저역통과신호 r(t) 는다음과같다. (2-5-25)

119 (2-5-26) r(t) 는등가저역통과신호 U(t) 를등가저역채널에입력시켰을때의응답신호이므로등가저역채널은다음과같은시변임펄스응답(Time-variant impulse response) 으로나타낼수있다. (2-5-27) C( τ:t) 는변수 t에대해서평균값이 0인복소가우시안랜덤과정이며 WSS(Wide sense stationary) 라고가정하면 C( τ:t) 의자기상관함수(Autocorrelation function) 는다음과같이 정의된다. (2-5-28) 대부분의무선전송채널에서경로지연 (Path delay) τ 1 에해당되는채널의감쇄와위상천이의정도는경로지연 τ 2 에해당되는채널의감쇄와위상천이와는상관관계가없고이러한경우를 Uncorrelated scattering 이라고하며이때식(2-5-28) 은다음과같이나타낼수있다. (2-5-29) 여기에서 Δt=0으로놓으면자기상관함수는 φ c ( τ:0)= φ c ( τ) 로되어단순히 τ의함수로서채널의평균전력을나타내며이러한이유로 φ c ( τ) 를채널의 multipath intensity profile 또는 Delay power spectrum이라고부르고 φ c ( τ) 의값이 0이아닌 τ의범위 Tm을채널의 Multipath spread 라고부른다

120 시변다중경로채널의특성을주파수영역에서나타내면즉과같다. C( τ:t) 를푸리에변환하면다음 (2-5-30) c( τ:t) 가평균값이 0인복소가우시안랜덤과정이므로 C(f:t) 도같은통계적특성을가지고있고채널이 WSS라면다음과같이자기상관함수 φ c(f 1,f 2 : Δt) 를정의할수있다. (2-5-31) 식(2-5-30) 을식(2-5-31) 에대입하면다음과같이 φ c(f 1, f 2 : Δt) 와 φ c ( τδ : t) 의관계를얻을 수있다. (2-5-32) 여기에서 Δf=f1-f 2 이고 φ c ( Δf: Δt) 는 φ c ( τδ : t) 의푸리에변환임을할수있다. 그리고 Uncorrelated scattering이라는가정으로부터 C(f:t) 의주파수영역에서의자기상관함수 φ c(f 1, f 2 : Δt) 는주파수차이 Δf=f1-f 2 의함수임을알수있으며이와같은이유로 φ c ( Δf: Δt) 를채널의 Spaced frequency spaced-time correlation function 이라고부른다. 위식에서 Δ t=0으로하면 φ c ( Δf:0)= φ c ( Δf) 이고 φ c ( τ:0)= φ c ( τ) 이므로다음과같이푸리에변환관계로정 리할수있으며 ( 그림 2-5-6) 에이와같은관계를나타내었다

121 (2-5-33) φ c ( Δf) 는주파수에대한자기상관함수이다. φ c ( Δf) 와 φ c ( τ) 는푸리에변환쌍이므로채널의 Multipath spread T m 의역수는다음과같이채널의 Coherence bandwidth를나타내는척 도가된다. (2-5-34) 따라서 ( Δf) c 보다많이떨어져있는두주파수는채널을통과할때서로다른영향을받으며 ( Δf) c 이신호대역보다작으면그채널은주파수선택적(Frequency-selective) 으로되어심각한왜곡이나타나고신호대역보다크면그채널은주파수비선택적 (Frequency-nonselective) 으로된다. (a) Spaced-frequency correlation function profile ( 그림 2-5-6) φ c ( Δf) 와 φ c ( τ) 의관계 (b) Multipath intensity

122 φ c ( Δf: Δt) 를 Δt 에관해서푸리에변환을하면다음과같다. Δf=0으로놓으면 Sc(0: λ)=sc( λ) 이므로위식은다음과같다. (2-5-35) (2-5-36) S c ( λ) 는도플러주파수 λ에대한전력스펙트럼을나타내므로채널의도플러전력스펙트럼 (Doppler power spectrum) 이라하며 S c ( λ) 의값이 0이아닌 λ의범위를채널의 Doppler spread B d 라고한다. B d 의역수는채널의 Coherence time ( Δt) c 나타내는척도가되며다음과같은관계가있다. (2-5-37) 천천히변화하는채널은 Coherence time이길고 Doppler spread 는작게되며 ( 그림 2-5-7) 에 φ c ( Δt) 와 Sc( λ) 의관계를나타냈다. φ c ( τδ : t) 를푸리에변환한 S( τλ : ) 는식(2-5-38) 에나타내었고 S( τλ : ) 와 S( Δf: λ) 도푸리에변환쌍으로서식(2-5-39) 에나타냈다. (2-5-38) (2-5-39)

123 (a) Spaced-time correlation function spectrum ( 그림 2-5-7) φ c ( Δt) 와 Sc( λ) 의관계 (b) Doppler power ( 그림 2-5-8) WSSUS(Wide-sense stationary uncorrelated scattering channel) 채널에서상관함수사이의관계

124 S( τλ : ) 는채널의 Scattering function이며도플러주파수 λ와시간지연 τ에대해서채널의평균전력을나타내는척도이다. ( 그림 2-5-8) 에상관함수들의상호관계를나타냈다. 2. 다이버시티기법(Diversity Schemes) 다이버시티기술은서로독립적인페이딩경로(fading path) 를통과하여전송된신호들로부터정보를추출하는방법으로서그목적은여러신호를결합하여페이딩의영향을경감시키는데에있다. 서로다른페이딩경로를통과하여수신된신호는동시에심한페이딩(deep fade) 현상을겪지않으므로여러신호중에서페이딩의영향을조금받은신호를선택하거나수신된신호를적절한방법으로더하는방식을사용하면페이딩의영향을최소화할수있다. 다이버시티기법은매크로스코픽다이버시티(Macroscopic diversity scheme) 와마이크로스코픽다이버시티(Microscopic diversity scheme) 로분류할수있다. 매크로스코픽다이버시티는 Multiple base-station diversity라고도부르며 Shadowing이나지형에의한영향때문에나타나는장구간페이딩(Long-term fading) 의영향을보상하기위해서두개이상의기지국(Base station) 에서신호를송수신하여신호강도가큰기지국의신호를사용한다. 매크로스코픽다이버시티방식은서로다른기지국에있는안테나를사용하며선택합성 (Selective combining) 방식을주로사용한다. 마이크로스코믹다이버시티방식은동일한장구간페이딩을겪은두개이상의상관되지않은레일레이신호 (Uncorrelated Short-term Rayleigh Signals) 를수신하여레일레이페이딩의영향을보상하는것이목적이며매크로스코픽다이버시티에서는서로다른기지국에위치한안테나를사용하지만마이크로스코믹다이버시티의경우는동일한장소(Site) 에위치한안테나를사용한다

125 다이버시티기술의기본적인원리는독립된전송경로를통과한신호들을수신하여정보를얻는것이므로이와같은독립된전송경로를얻는방법즉신호를수신하는방식에따라서공간다이버시티(Space diversity), 편파다이버시티(Polarization diversity), 각도다이버시티(Angle diversity), 주파수다이버시티(Frequency diversity), Field-component diversity, 시간다이버시티(Time diversity) 의 6 가지방식이있다. 에러정정부호와비교할때다이버시티기술은추가의신호대역을사용하지않는장점이있으며두기술을결합하면통신시스템의성능을상당히개선할수있다. 가. 공간다이버시티 (Space diversity) 공간다이버시티는공간적으로분리된 2개이상의안테나를사용하는방법으로서서로다른안테나에서수신한신호는통계적으로독립이고따라서수신한신호들이동시에페이딩현상을겪을가능성이높지않다는판단에기초한방법이다. 이방법은주파수대역을추가로필요로하지않고구성이간단해서마이크로웨이브시스템에서널리사용되고있다. 공간다이버시티에서기본적으로고려해야할사항은각안테나에서수신한신호가서로상관관계가없도록안테나사이의간격을정해야한다는점이다. 이동국에서안테나사이의간격과신호사이의상관관계는다음과같은식으로표현된다.[1] (2-5-40) 여기에서 d 는안테나사이의거리, β=2 π/ λ, λ는신호의파장, J0() 는 zero order의제1종 베셀함수이고 ρ() 는신호사이의상관계수(correlation coefficient) 이다. ( 그림 2-5-9) 에식(2-5-40) 을나타내었고이식에서알수있는바와같이안테나사이의 거리가 0.5λ 이상떨어져있으면신호사이의상관계수가 0.2이하의값을가지며이러한경 우에두신호는상관되지않았다고볼수있다.[1]

126 공간다이버시티는낮은주파수대역에서안테나사이의간격이커지므로저주파수에서는권장할만한방법이못되며, 안테나의갯수에는제한이없지만전체안테나의수가많아질수록안테나를하나추가하여얻을수있는성능개선의효과는감소한다. ( 그림 2-5-9) 안테나사이의간격과신호의상관계수 이동국에서는안테나간격이한파장정도만되면공간다이버시티효과를충분히얻을수있지만기지국에서는안테나간격이이동국보다훨씬커야한다. 기지국의안테나는높은장소에설치되어있어서산란물체의영향을받지않기때문에안테나에수신되는신호는주로직접파가도달하는방향으로집중되어수신된다. 따라서신호가거의비슷한경로를통과하기때문에신호사이의상관이크게되므로이를줄이기위해서는안테나사이의간격을이동국에비해서상당히크게해야한다. 반면에이동국에서는균등한분포를갖고모든방향에서신호가수신되므로좁은안테나간격으로도신호사이의상관을낮출수있다.[2] 기지국의안테나간격은안테나높이가높을수록신호의상관이커지므로안테나간격을크게하여신호사이의상관을줄여야한다.[1]

127 이와같은이유때문에이동국의경우와는달리기지국에공간다이버시티를적용하는것은상당히비실용적이므로편파다이버시티를적응하려는연구결과도발표되고있다.[7] 나. 편파다이버시티(Polarization diversity) 전송된신호의수평편파(Horizontal polarization) 성분과수직편파(Vertical polarization) 성분은통계적으로서로상관되지않는특성을나타내므로독립적인페이딩을겪게되어서다이버시티방법으로사용할수있다. 이방식은각각의편파를수신할수있는 2개의수신안테나를사용하며공간다이버시티처럼수신안테나사이에간격을두어야할필요가없는장점이있다. 다. 주파수다이버시티(Frequency diversity) 동일한정보를주파수가다른복수의반송파를사용하여전송할경우에두신호는서로통계적으로독립인페이딩특성을갖게되므로다이버시티로사용할수있다. 두신호가서로상관되는정도는두반송파주파수의간격과관계가있으며주파수간격이넓어질수록상관은작게된다. 효과적인주파수다이버시티를얻기위해서는주파수간격이채널의 Coherence-Bandwidth 보다넓어야한다. 이방식은복수의반송파를사용하므로주파수이용효율이낮은것이단점이다. 라. 각도다이버시티(Angle diversity) 안테나에서수신되는신호는모든방향에서입사되는데, 다른방향에서입사되는신호는통계적으로서로상관되지않는특성을나타내므로서로독립적인페이딩특성을갖는다. 따라서지향성을갖는안테나를사용하여입사방향이다른신호를분리하여수신하면다이버시티의한방법으로사용할수있다. 마.Field-Component다이버시티

128 전파는전계(Electric field) 성분과자계(Magnetic-field) 성분으로구성되어있는데같은장소에서수신한전계와자계성분은서로상관되어있지않다. 따라서전계를수신할수있는안테나와자계를수신할수있는안테나를사용하여전송된신호의전계와자계를분리하여수신하면페이딩을경감시킬수있다. 바. 시간다이버시티(Time diversity) 페이딩된신호는시간적으로충분히떨어져있으면서로상관되지않기때문에이러한특성을이용하여동일한정보를일정한시간간격으로여러번전송하면독립적인페이딩특성을갖는다이버시티브렌치를구성할수있다. 그러나시간적인면에서이용효율이떨어지는단점이있다. 상관되지않은신호를얻기위해서필요한시간간격 τ s 는다음의식에서나타낸바와같이 fade rate 의역수보다커야한다. (2-5-41) 여기에서 λ는신호의파장,v 는자동차의속도이다. 위의식에서알수있는바와같이자동차의속도와 τ s 는반비례하므로자동차가정지해있을때는 τ s 가무한대의값을가지므로다른다이버시티방식과는달리시간다이버시티는사용할수없게된다. 3. Combining 기법다이버시티방식을사용하여각브렌치(branch) 에서수신한신호는서로통계적으로독립되어있기때문에신호의 SNR 이서로다르다. 이렇게다른 SNR값을갖는신호들을서로결합하는방법을 Combining Technology라고하며신호를결합하는방법에따라서결합된후의신호 SNR 값이달라지고시스템의전체성능도달라지게된다

129 어떤 Combining 방법을선택할것인가하는문제는신호의변조방식과 Combining 방식의성능, 구현의용이성등을고려하여결정해야한다. Combining 방식은신호를더하는위치에따라 Post-detection Combining과 Pre-detection combining으로분류하기도하고신호를결합하는방식에따라선택합성 (Selective combining), 등이득합성(Equal-gain combining), 최대비합성(Maximal-ratio combining으로분류하며이중에서최대비합성방식이가장성능이우수한것으로알려져있다. 가. Pre-detection Combiner 이방식은신호를복조(demodulation) 하기전에더하는방식으로서신호를더하기전에동위상으로만들어주는것이필요하다. 이와같이수신한신호를동위상으로더하는다이버시티시스템은선택합성방식보다통계적으로뛰어난성능을얻을수있다. 또한 Random FM도제거할수있는능력을갖고있으며선택합성방식에서나타나는 Switching transient 가없다는장점이있지만신호결합(signal combining) 이 IF단에서이루어지므로여러개의 Front end(rf Amp, Mixer) 가필요하게되어가격이높아지는단점이있다. 두신호를동위상으로만드는방법은 IF 단에서위상비교기(phase comparator) 로위상을비교하여두신호의위상차로이상기(phase shifter) 를제어하여위상을동일하게만든다. 두신호를동위상으로만드는기본적인방법을 ( 그림 ) 에나타내었다. 그림 (a) 는 IF단에서두신호의위상차를추정하여그값으로이상기(phase shifter) 를제어하는방식이고그림 (b) 는추정한위상차로국부발진기(local oscillator) 의위상을조정하는방식으로서신호경로상에이상기를설치할필요가없으므로등이득합성기로사용할수있다. 1) Phase-sweeping diversity 이방식의개요도를 ( 그림 ) 에나타냈다. 그림에나타나있는이상기를연속적으로 0-2 π까지변환(sweeping) 시키면안테나에서수신된두신호의위상이일치하여두신호의합이최대가되는순간이나타난다

130 (a) 신호의위상을변화시키는방법 (b) 국부발진기의위상을변화시키는방법 ( 그림 ) Predetection combiner의기본개요도

131 이때이상기의위상을 0-2π까지변화시키는변화율이수신신호의최대변조주파수 (modulation frequency) 의두배이상이면신호의힘이최대로나타나는비율(rate) 은샘플링정리(Sampling theorem) 를만족하게된다. 따라서 Peak detector와적절한필터를사용하면다이버시티효과를나타내면서 AM 신호를복조하는것이가능하다. 심각한주파수퍼짐을피하기위해서는이상기의위상은톱니파위상변조 (Saw-tooth phase modulation) 를사용하여시간에따라선형적으로변화시키는것이최선의방법이다.[3] ( 그림 ) Phase-sweeping diversity의개요도 2) Phase-stripper 원리를이용한 combining 대부분의 Predetection combiner는 Heterodyne phase-stripper라고부르는회로를사용하여구성할수있다. 이회로는출력신호의위상이입력신호의위상과관계없이국부발진기의위상과같아지는특성이있으므로각브렌치로입력되는신호의위상을동위상으로만드는회로로사용할수있으며 ( 그림 ) 에 Double heterodyne 방식의 Phase-stripper 개요도를나타냈다

132 Phase-striper에입력되는신호를 S 1 (t) 라고하면다음과같이나타낼수있다. (2-5-42) 위의식에서첫번째항은진폭및위상변조된반송파를나타내고두번째항은주파수가 ω p 인 Pilot 신호를나타내는데이 Pilot 신호는전파매질이반송파와 Pilot신호의위상에동 일만영향을미친다고가정할수있도록반송파주파수와충분히가까운주파수로전송해야 한다. 이방식에서는수신신호를반송파보다낮은주파수 ω 0 를갖는다음의국부발진신호와곱 한다. (2-5-43) 국부발진신호와곱해진수신신호는 (ω c-ω o ) 와 (ω p-ω o ) 의두주파수를갖는데아주좁은대 역을갖는대역통과필터 F1 을사용하여 (ω p -ω o ) 의주파수를선택하면 F1 필터를통과한 신호 S 3 (t) 는다음과같다. (2-5-44) 수신신호 S 1 (t) 와 S 3 (t) 를곱한결과에대역통과필터 F2를사용하면다음과같은신호를얻 을수있다. (2-5-45)

133 여기에서 K는임의의상수이며 S 4 (t) 를살펴보면입력신호의위상 φ 0 은제거되었고국부발진기의위상θ가추가되었으며변조신호φ(t) 와R(t) 는보존되었음을알수있다. ( 그림 ) Double-heterodyne phase stripper Phase-stripper 회로의출력신호의위상이입력신호의위상과관계가없으므로동일한국부발진기를다이버시티수신시스템의각브렌치에연결하면각브렌치의최종출력신호는자동적으로동일한위상으로조정이된다. 그러나이러한과정은입력신호의위상 φ(t) 가천천히변화할경우에즉페이딩을 (fading rate) 이필터 F1의대역폭에비해서느리게변화할경우에성립하며 ( 그림 ) 에 Phase-stripper 원리를이용한 Predetection combiner 의개요도를나타내었다. 이러한원리를이용한시스팀은 Pilot 신호를사용하는시스팀과사용하지않는시스팀의두종류로나눌수있다

134 ( 그림 ) Phase stripper 원리를적용한 Predetection combiner 3) Pilot-tone 시스팀 Phase-stripper는위상의변화를보정하기위해서신호의기저대역중앙에 Pilot 신호를위 치시킨다이버시티시스팀에도입된것이시초이다. ( 그림 ) 에나타난필터 F1은 Pilot 신호와국부발진기의차주파수에해당되는주파수를가진선호를선택한다. 하지만 Pilot 신호가기저대역바깥에있고필터 F1으로 Pilot 신호만선택할수있으면 ( 그림 ) 에나타난국부발진기는필요하지않다. 이경우에복원된 Pilot 신호와수신신호의 곱을저역통과필터인 F2로필터링하면다음과같이입력신호의위상 φ 0 이제거된신호를 얻을수있다. (2-5-46)

135 여기에서 K 는임의의상수이며이와같은원리로동작하는시스템을 ( 그림 ) 에나 타냈다. ( 그림 ) 국부발진기대용으로 Pilot신호를사용한 Phase-stripper Combiner 나. Post-detection Combiner 이방식은신호를복조한후에더하는시스팀으로서잘알려진다이버시티시스팀중에서는가장간단한방법이며신호를복조한후에기저대역(Base-band) 신호들은동위상이기때문에 Predetection combiner 의경우와는달리신호를동위상으로만들어줄필요가없다. 이방법은신호를복조한후에더하기때문에브렌치갯수만큼의수신부가필요하여비경제적이지만기존의수신기기술을그대로이용하여시스팀을구성할수있는장점이있다. Postdetection combining diversity 방식에서는등이득합성방식이가장간단한방식이다. 하지만이방식을각변조(Angle-Modulation) 시스팀에적용할경우에다이버시티브렌치중의하나가기준치이하의신호레벨이면이브렌치는주로잡음으로서작용하기때문에 Combiner의최종 SNR이오히려감소할수있으므로이와같은경우에는최대비합성방식을사용해야한다

136 원리적으로는복조과정이선형적이면 Predetection combining과 Postdetection combining 방식은차이점이없다. 그러나변별기(discriminator) 를사용하는 FM 복조기처럼비선형특성을갖는시스팀에서는신호를복조하기전에더하는방식화복조한후에더하는방식사이에는매우커다란차이점이있다. FM복조기에서는 SNR이기준값이하로낮아지면잡음만들리게되는현상이발생하기때문에각브렌치에서수신한모든신호의 SNR값이이기준값을만족시키지못하는경우에는복조하기전에신호를더하여신호의 SNR값을높인후에복조하는 Predetection combining 방식을사용하여야한다. ( 그림 ) Postdetection 선택합성기

137 Postdetection combiner 는복조된기저대역신호를곧바로사용할수있으며 Predetection combiner처럼신호를동위상으로만들어야할필요기없기때문에매력적인 방법으로평가되고있다. ( 그림 ) 에 Postdetection 선택합성기의개요도를나타내었 다. 다. 선택합성(Selective Combining) 이방식은각브렌치에서수신한신호중에서최대 SNR을갖는신호를선택하는방식으로 서 combining 방식중에서는기장간단한방법이며 Combiner의출력 SNR은최대 SNR을 갖는입력신호의 SNR 과같다. 실제로선택합성방식을구현할경우에는 S/N 값을측정하 는것이어렵기때문에신호와잡음전력의합(S+N) 이최대인브렌치를선택하여사용한 다. ( 그림 ) 에선택합성기의개요도를나타내었다. 이방식은최대 SNR을갖는신호를순간적으로선택해야하지만실제로는그렇게동작할 수없고 Combining 시스템의 Switching time이 Fading rate의역수보다충분히작아야한 다. 그리고모든브렌치의신호를계속해서측정해야하므로각브렌치마다신호전력의단 기간평균치( 페이딩주기보다짧은시간동안의평균치) 를측정할수있는회로가필요한 단점이있다.[1] 이와같은단점을해소하기위해서각브렌치의신호전력을순차적으로측정하다가기준신 호전력이상인브렌치를발견하면그브렌치의신호를선택하여사용하고, 이브렌치의신 호전력이기준신호전력이하로떨어지면기준신호전력이상인다른브렌치를선택하여사 용하는방법이있으며이러한방식을 Scanning diversity 라고부른다. ( 그림 2-5-l7) 에 Scanning diversity 의개요도를나타내었다. Scanning diversity는최대의 SNR을갖는브 렌치를선택하지는않지만신호전력을측정하는회로가 1개만필요하므로경제적으로시스 팀을구현할수있다. 가장간단한형태의 Scanning diversity는두개의안테나를사용하는것으로서사용중인 어느한브렌치의신호가충분히작아질때마다다른브렌치로스위치를절환하는방식이며 보통 Switched diversity 라고부른다

138 ( 그림 ) 선택합성방식의원리 ( 그림 ) Scanning diversity 시스팀

139 ( 그림 ) 에나타낸방식처럼브렌치를선택하는기준으로사용되는기준전압이고정되어있는시스템보다가변시킬수있는시스템이실제적인면에서더유리하다. 그이유는어떤지역에서는만족스럽게동작한기준전압값이수신신호의평균세기가달라진다른지역으로차량이이동했을경우에는불필요한스위치절환이발생할수있기때문이다. ( 그림 ) 에신호와잡음을더한값의평균치로부터기준전압값을정하는 Scanning diversity 시스팀을나타내었다. 이그림에서나타난 Long-term average는차량이신호파장의약 10 배정도이동할때소요되는시간동안계산한평균값이다. ( 그림 ) 가변기준전압방식의 Scanning diversity 시스팀 브렌치를선택하는방식은기본적으로두가지로분류할수있는데두안테나에수신된신호가동시에기준전압이하일경우에이두가지방식은다르게동작한다

140 첫째방식은 Switch-and-examine 방식으로서여러안테나중에서신호세기가기준값이상인안테나를찾을때까지안테나사이를빠르게스위칭하는시스팀이고둘째방식은 Switch-and-stay 방식으로서현재사용중인안테나입력이기준값이하로떨어지면새로운안테나입력이기준값이하인지혹은이상인지에관계없이새로운안테나를선택하여사용하는방식이다. ( 그림 ) 에브렌치를선택하는세가지방법을나타내었다. 신호세기가가장큰안테나를선택하는 Selection diversity는모든브렌치의신호가동시에페이딩현상을겪을경우에만심한페이딩현상을나타내는신호를수신하지만 Switch-and-examine 방식과 Switch-and-stay 방식에서는새로선택한안테나의입력신호가기준치이하일경우도발생하므로이와같은경우에는심한페이딩현상을겪을수있다. 이와같은경우에 Switch-and-examine 방식은 Switch-and-stay 방식보다더빠르게신호세기기큰브렌치로되돌아올수있지만잡음(noise-burst) 을일으키는빠른스위칭동작때문에통상적인환경의이동무선시스템에서는 Switch-and-stay 방식이더좋다. Switch-and-examine 방식과 Switch-and-stay 방식은심한페이딩을제거하는능력이 Selection diversity 보다못하지만다이버시티방식이주로효과를나타내는신호세기가낮을경우에는그사이를작게할수있고구성이간단하기때문에이동무선시스템용도로는매력적인방법이다. 각다이버시티브렌치에서수신한신호는동일한평균전력을갖는비상관협대역가우시안프로세스(Uncorrelated Narrow-band Gaussian Process) 라고가정하면 k번째신호의포 락선 r k 는다음과같은평균전력 σ 2 k 의레일레이분포를갖는다. (2-5-47)

141 (a) (b) (c) ( 그림 ) 브렌치선택방법 : (a) Switch-and-stay 방식 (b) Switch-and-examine 방식, (c) Selection diversity 방식 각브렌치의평균잡음전력과 Local 평균신호전력(Local mean signal power, RF신호한주 기동안의평균전력) 비를 γ k 라하고, 평균잡음전력과평균신호전력의비를 Γ k 라고하면다음 과같다. (2-5-48)

142 (2-5-49) 여기에서 < > 는시간평균(Time average) 을나타내며 N k 는 k번째브렌치의평균잡음전력을나타낸다. 따라서식(2-5-47) 은γ k 와Γ k 로다음과같이나타낼수있다. 한브렌치의 SNR이어떤특정값 X 보다작거나같을확률은다음과같다. (2-5-50) (2-5-51) M개의브렌치를갖고있는 Selective combiner의출력 SNR이어떤특정값 X 이하로될확률은모든브렌치의 SNR이 X이하일확률이므로 N 1=N 2=...=N M=N, σ 1=σ 2=...=σ M= σ, Г 1=Г 2... Г M = Г 이면다음과같다. (2-5-52) 식(2-5-52) 에서 M=1, 2,..., 6 일때의그래프를 ( 그림 ) 에나타냈다. ( 그림2-5-20) 에서알수있는바와같이낮은 Outage rate( 신호레벨이어떤주어진값이하인시간을 전체시간으로나눈백분율) 에서는 M=2인경우가 M=1인경우에비해서상당히큰개선이 이루어졌지만M 이증가할수록개선되는비율이줄어드는것을알수있다

143 ( 그림 ) M개의브렌치를갖는선택합성기의출력 SNR의확률분포 라. 최대비합성(Maximal-ratio Combining) 이방식은각브렌치에서수신한신호의 SNR에비례하는가중치를신호에곱한후에각 신호를더하는방식으로서 Linear combiner 중에서는가장성능이우수한 Combiner로알 려져있고 ( 그림 ) 에개요도를나타내었다. 신호를더하는과정이복조하기전에이루어지는 Pre-detection combining 방식을채용하 면신호를더하기전에각신호를동위상으로만들어야할필요가있고 Post-detection combining 방식도최대비합성방식에적용할수있다. 이방식은 Linear combiner 중에 서는최대의 SNR 개선효과를얻을수있으며이때의최종 SNR값은각브렌치의 SNR값을 더한값이된다.[1]

144 ( 그림 ) 최대비합성방식의원리 신호를더하기전에동위상으로만들었다면더해진신호의포락선 r 은다음과같다. (2-5-53) 여기서 a i, r i 는각각 i 번째브렌치의가중치와신호포락선이다. 각브렌치의잡음전력 N i 가모두동일한값N일때전체잡음전력N T 는다음과같다. 식(2-5-48) 에따르면 Combiner의출력 SNR 은다음과같다. (2-5-54) (2-5-55)

145 a i 를각브렌치의잡음전력에대한신호전압의비에비례한값으로정하면즉 a i= r i /N으로정하면 Combiner의출력 SNR γ R 은다음과같은최대값을갖게된다.[1][2] 즉평균값있다. (2-5-56) Combiner의출력 SNR γ R 은각브렌치의 SNR γ i 의합과같다. γ i 는동일한분산 σ 2 와 0을갖고서로독립인가우시안랜덤변수 x i 와 y i 로다음과같이바꾸어나타낼수 (2-5-57) 따라서출력 SNR γ R 은분산 σ 2 /2N = Γ/2을갖는 2M개의가우시안랜덤변수로이루어져 있으므로자유도(de8ree of freedom) 가 2M인 chi-square 분포를갖는다.[6] 따라서 γ R 의 확률밀도함수는다음과같이쓸수있다. γ R 의확률분포함수는확률밀도함수를적분하여다음과같이구할수있다. (2-5-58) (2-5-59)

146 식(2-5-59) 를 ( 그림 ) 에나타내었고 ( 그림 ) 의선택합성기(selective combiner) 와비교해보면최대비합성기(Maximal-ratio combiner) 의성능이우수한것을할수있다. ( 그림 ) M개의브렌치를갖는최대비합성기의출력 SNR의확률분포 마. 등이득합성(Equal-gain combining) 등이득합성방식은최대비합성방식과는달리각브렌치에서수신한신호에가중치를곱하지않고신호를더하는방식이므로각신호의 SNR에비례하는정확한가중치를구하는회로를구성할필요가없고또한선택합성방식에서필요한가장신호가강한브렌치를선택하는회로를구성할필요가없는장점이있다

147 그러나이방식도신호를더하는과정이복조하기전에이루어지는 Pre-detection combining 방식을채용하면신호를더하기전에각신호를동위상으로만드는회로가필요하게된다. 선택합성방식은시스템구성은간단하지만이동무선통신전파환경에서자주발생하는상황인수신신호사이의상관관계가높은경우에는성능이저하되며최대비합성방식은성능은우수하지만시스템구성이복잡하다. 등이득합성방식은최대비합성방식에비해서성능이약간떨어지지만큰차이는없다. 인공잡음으로오염된도시의전파환경에서는때때로 Coherent noise가존재하는데이와같은경우에는선택합성방식이다른방식보다우수한성능을나타낸다. 그러나선택합성방식은자체에서발생하는 Switching noise가있기때문에이러한전파환경에서다른 Combining 방식보다전체적으로우수하다고평가하기는어렵다. 이와같은이유때문에이동통신환경하에서다른 Combining 방식보다항상우수한성능을나타내는이상적인방식은없다고보아야한다. ( 그림 ) 등이득합성방식의원리

148 ( 그림 ) 는각브렌치에서수신한신호가동일한평균전력을갖는비상관협대역가우시안프로세스이어서신호의포락선이레일레이분포를갖는다고가정했을경우에브렌치수가 2 개인선택합성방식, 등이득합성방식, 최대비합성방식의성능을비교한그래프이다. ( 그림 ) 의가로축은 Combiner의출력이어떤특정수준이상으로될확률을백분율로나타내었고세로축은 γγ / 을로그눈금으로나타낸것이다. ( 그림 ) 브렌치수가 2 인선택합성방식, 등이득합성방식, 최대비합성방식의성능 비교 바. 신호사이의상관관계및Combining 오차에의한영향지금까지의논의는각브렌치에서수신한페이딩신호가서로상관되지않았다는가정하에서이루어졌지만다이버시티어레이에서안테나의위치가부적절하거나, 주파수다이버시티에서신호사이의주파수간격이너무좁으면이러한가정은성립하지않는다. 수신된신호사이에상관관계가존재하면다이버시티시스팀의성능이저하되므로신호사이의상관계수가다이버시티시스템의성능에미치는영향을평가하는것은중요한사항이다

149 식(2-5-60) 은브렌치가 2개인최대비합성기의경우에 Combiner의출력 SNR이어떤특정한값이하로될확률과두신호의상관계수와의관계를나타내고있으며상관계수가커질수록 Combiner의출력 SNR 이특정값이하로낮아질확률이증가하는것을알수있다. 즉상관계수가커질수록보다작은크기의신호가출력되는시간이길어져서 Combiner의성능이저하됨을알수있으며 ( 그림 ) 에두레일레이신호의포락선사이의상관계수 (Correlation coefficient) ρ 2 로이와같은관계를나타내었다. (2-5-60) 여기에서 ρ는두페이딩신호의 Complex cross-covariance 의크기를나타낸다.[2] 앞에서설명한여러종류의 Combining 방식이정확하게동작하기위해서는수신신호로부터 Combiner의동작에필요한정보를추출해야하는데이과정에서오차가발생할가능성이 많으며따라서이론적으로예측한성능을달성하지못할가능성이높다. 그러므로이와같 은단점을해소하기위해서최대비합성방식에서는단일주파수를갖는 Pilot 신호를정보 밴드(message band) 옆에포함시켜서전송한다. Pilot신호의위상과진폭은수신기에서감 지되어각브렌치의가중치를조정하는데사용되며따라서 Combiner의성능을이론치에 접근시킬수있다. 그러나 Pilot 신호의페이딩과정보신호의페이딩이완전하게상관되지 않았을경우에는각브렌치의가중치에오차가발생하여성능이저하되며 Pilot 신호의주 파수가정보신호와너무멀리떨어져있을경우에 Pilot 신호와정보신호의상관이약해질 가능성이높다

150 ( 그림 ) 두브렌치가상관되었을경우의최대비합성기의성능 4. 향후전망및계획혼잡한도심의전파환경하에서무선데이타통신에가장큰장애요인은페이딩현상이며페이딩에대처할수있는가장효율적인방안은다이버시티기술이다. 공간다이버시티는추가의주파수대역이필요없고구성이간단해서이동차량에적합한방식이다. Postdetection 방식은 Predetection 방식에비해서성능은조금떨어지지만큰차이는없고신호를복조된후에더하는방식이기때문에각브렌치마다수신부가필요하여비경제적이지만신호를동위상으로만드는회로가필요없어서기존의수신기기술을그대로사용할수있는장점이있다

151 선택합성방식은구성은간단하지만최대 SNR을갖는브렌치를찾는회로가필요하고수신신호사이의상관관계가크면성능이저하되며스위칭잡음이발생하는단점이있다. 최대비합성법은성능은우수하지만입력 SNR에비례하는가중치를구하는회로가필요하여시스템구성이복잡하다. 등이득합성법은최대비합성법에비해서성능은약간떨어지지만입력 SNR에비례하는가중치를구하는회로가필요없다는장점이있고각변조 (Angle-Modulation) 시스템에적용할경우에다이버시티브렌치중의하나가기준치이하의신호레벨이면이브렌치는주로잡음으로서작용하기때문에 Combiner의최종 SNR이오히려감소할수있으므로이와같은경우에는최대비합성방식을사용해야한다. 이와같이각방식은여러장단점을갖고있어서어떤방식이항상우수하다고판정할수는없다. 다이버시티기술은에러정정부호처럼추가의주파수대역을필요로하지않는장점이있으며이두기술을결합하면통신시스팀의성능을상당히개선할수있으므로다이버시티기법과에러정정부호기술을결합한시스팀의성능분석작업이이루어져야한다

152 제6절결론 기이용주파수대기술개발은 93년도에연구를시작한과제로서주요연구방향은각알고리즘의이론적인분석과선진국의연구동향을파악하는데중점을두었다. 연구범위는아날로그협대역과기술, 디지틀협대역화기술, TCM 기술, 그리고다이버시티기술로분류하여수행하였는데분야별주요결과는다음과같다. 아날로그협대역화기술의선진각국의개발동향을파악하고, 주요기법의성능을분석하였다. 그결과기존의 25kHz FM에비하여 ACSSB와 RZ-SSB의성능은주파수재사용을고려하지않는경우약 4 5 배의주파수효율을기대할수있다. 94년도에는 RZ-SSB의시험시스템구현방안에대하여연구할계획이다. 디지털협대역화기술의동향을파악하였고, 주요방식의주파수이용효율을분석하였다. 그리고각방식을 Comdisco사의 SPW 소프트웨어를이용하여파형을생성하고이의스펙트럼을분석하였다. 주파수이용효율측면에서보면 M-ary PSK 몇 QAM 계열의효율이좋고, M-ary FSK계열은주파수대역을많이점유하는대신에전력측면에서효율이좋음을나타낸다. 94년도에는 SPW 를이용하여송신에서수신까지를시뮬레이션을하고, 최근에많이연구되는CPM 등에대하여연구할계획이다. TCM 방식의동향을조사하고, AWGN, 페이딩및 CDMA 채널에서의성능을분석하였다. 분석결과 AWGN 채널에서는 free distance 가크도록설계를하여야하고, 페이딩채널에서는 shortest error path의길이가크도록설계함과동시에그경로의 branch distance의곱이크도록설계하여야함을나타낸다. 그리고 CDMA 채널에서성능을비교하기위하여 CC-CDMA(Convolutional Coded CDMA) 와 biorthogonal signal set을사용한 TC-CDMA(Trellis Coded CDMA) 의성능을비교할때사용자의수가늘수록 TC-CDMA 의성능이 CC-CDMA 보다좋아지는데이는 TC-CDMA가 CC-CDMA 보다더긴주기를갖기때문에 IUI(Inter User Interference) 에의한성능저하가덜하기때문이다. 94년도에는페이딩채널에서 TCM 모델에대하여구체적인연구를할예정이다

153 다이버시티기술의동향을조사하였고또한 combining 기법을분석하였다. 분석결과 Post-Detection 방식과 Pre-Detection 방식의경우성능은동일하나동기회로가별도로필요하지않은장점이있고, 등이득합성법은최대비합성법에비해성능은약간저하되지만입력신호의 SNR 에비례하는가중치를구하는회로가필요하지않다. Combining 기법은서로장단점이다르고채널환경에따라서성능의우열이달라지므로항상우수한성능을나타내는방식은없으나시스템의구성의복잡성과성능을고려해볼때 Post-Detection 방식을적용한등이득합성법이적합하다. 94년도에는각방식의구체적인알고리즘개발과구현방식에대하여연구할계획이다

154 < 제2 절참고문헌> 1. G. Calhoun, Digital Cellular Radio, Artech House : MD, 郵政省電氣通信局電波部政策企劃室, VHF 帶等におけゐ狹帶域化技術 (1). EMC No.36, pp , Apr W. L. Kissick, L. T, Jones, and W. J. Hartman, "The performance of amplitude companded sideband - interim report : a review and measurement plan," NTIA, Apr R. M, Wilmotte and B. B. Lusignan, "Spectrum-efficient technology for voice communications," FCC UHF Task Force Report, Feb J. F. Honey and U. K. Weaver, Jr, "An introduction to single-sideband communications," Proc. IRE, vol. 44, pp , Dec CCIR Recommendation 494, Technical Characteristics of Single-sideband equipment in the MF and HF Land Mobile Radiotelephone Service, vol. VIII, CCIR Report 181-4, Frequency Tolerance of Transmitters, vol. 1, CCIR Report 319-7, Characteristics of Equipment and Principles Govering the Assignment of Frequency Channels between 25 and 1000 MHz for Land Mobile Services, vol. VIII, K. Daikoku, S. Ogose, and H. Ohdate, "A real zero SSB transceiver for land mobile radio : a simple method of demodulating SSB without an envelope," IEEE Trans.Vehi.Tech.,vol.VT-35,pp.22-29,Feb B. F. Logan, Jr., "Information in the zero crossings of bandpass signals," Bell Syst. Tech. J., vol. 56, pp , Apr H. B. Voelker, "Toward a unified theory of modulation," Proc. IEEE, vol. 54, pp , Mar and vol. 54, pp , May S. Ogose and K. Daikoku, "SINAD performance and spectrum efficiency for RZ SSB," in Proc. 36th IEEE Vehi. Tech. Conf., pp

155 13. K. Suwa and K. Daikoku, "Evaluation of RZ SSB receivers employing an improved linearizer." in Proc. 37th IEEE Vehi. Tech. Conf., pp K. Daikoku and K. Suwa, "RZ SSB transceiver with equal-gain combiner for speech and data transmission,' in IEEE GLOBECOM'88 Proc., 進士昌明編, 移動通信, Maruzen Advanced Technology, CCIR Report 1097, Spectrum Efficiency of Narrow-band Modulation Techniques, vol. 1, < 제3 절참고문헌> 1. M.J.Miller & S.V.Ahamed Digital Transmission Systems and Networks. Computer Science Press Simon Haykin, "Digital Communications",Wiley John G. Proakis, "Digital Communications", McGraw Hill Kenichi Fujimoto. Kazuaki Ucitino "Performances of QPSK and OQPSK passing Class-A, -C Power Amplifier", CS Y.Yamao & S Saito, "Performances of π/4 Shift QPSK Transmission for digital mobile radio applications", Proc. IEEE 39th VTC. pp , T.Aulin & C.W.Sundberg, "Continuous Phase Modulation", IEEE Trans. on COMM. VOL. COM-29, No. 3. pp , March S.A.Gronemeyer & A. L. McBride, "MSK arid Offset QPSK Modulation", IEEE Trans.onCOMM.VOL.COM-24,No.8,pp ,August K.Murota & K.Hirade, "GMSK Modulation for digital mobile telephony", IEEE Trans. on COMM. VOL. COM-29, pp , K.Murota, "Spectrum Efficiency of GMSK Land Mobile Radio". IEEE Trans. on Veh. Tech. Vol. VT-34, pp69-75, May

156 10. A.Bateman, D.M.Haines, and R.J.Wilkinson. "Linear Transceiver Architecture IEEE Vehicular Technology Conference 1988, pp A.A.M.Saleh, and J.Salz, "Adaptive Linearization of Power Amplifiers in Digital Radio Systems", BSTJ. April, 1983, pp.10l < 제4 절참고문헌> 1. Ezio Biglieri. Dariush Divsalar. Introduction to Trellis-Coded Modulation with Applications, Macmillan Publishing Company, G. Ungerboeck, "Trellis-Coded Modulation with Redundant Signal Sets, Part I & II," IEEE Communication Mag., Vol.25, No.2, pp.5-21, Feb G. Ungerboeck, "Channel Coding with Multilevel/Phase signal," IEEE Tr. on Information Theory, Vol.30, No.1, pp.55-67, Jan G. David Forney, JR., Robert G. Gallager. "Efficient Modulation for Band-Limited Channels," IEEE Journal of Selected Area in Comm., Vol.2, No.5, pp , Sept A. H. Calderbank, N. J. A. Sloane, "New Trellis Codes Based on Lattices and Cosets," IEEE Tr. on Information Theory, Vol.33, No.2, pp , Mar Gary D. Boudreau, "Analysis of The Application of Trellis Coding to Spread Spectrum Multiple Access Systems," Ph. D. dissertation, Brian Donald Woerner, "Coded Modulation for Direct Sequence Spread Spectrum Communications," Ph. D. dissertation, M. B. Pursley, "Performance Evaluation for Phase-Coded Spread Spectrum Multiple Access Communications-Part I System Analysis," IEEE Tr. on Communications, Vol.25, No.8, pp , Aug M. B. Pursley, 0. V. Sarwarte, "Performance Evaluation for Phase-Coded Spread Spectrum Multiple Access Communications-Part II : Code Sequence Analysis," IEEE Tr. on Communications, Vol.25, No.8, pp , Aug

157 10. J. S. Lehnert, "An Efficient Technique for Evaluating Direct Sequence Spread Spectrum Multiple Access Communications." IEEE Tr. on Communications, Vol.37, No.8, pp Aug M. Kavebrad, "Performance of Nondiversity Recievers for Spread Spectrum in Indoor Wireless Communications," AT&T Technical Journal, Vol.64, No.6, pp , Aug Christian Schlegel, Daniel J. Costello. JR. "Bandwidth Efficient Coding for fading Channels Code Construction and Performance Analysis," IEEE Journal of Selected Area in Comm., Vol.7, No.9, pp , Dec Dariush Divsalar, Marvin K. Simon, "The Design of Trellis Coded MPSK for Fading Channels Performance Criterior & Set Partitioning for Optimum Code design," IEEE Tr. on Communications, Vol.36, No.9, pp , Sept < 제5 절참고문헌> 1. William C.Y.Lee, Mobile Communications Engineering. Mc Graw-Hill, William C.Jakes, Microwave Mobile Communications. Wiley-Interscience, J.D. Parsons, Mobile Communication Systems. Halsted Press J.D, Parsons, Mobile Radio Propagation Channel. Pentech Press, George Calhoun, Digital Cellular Radio. Artech House, Papoulis, Probability Random Variables and Stochastic Processes. Mc Graw-Hill, Rodney G.Vaughan, "Polarization diversity in mobile communications", IEEE Trans. Veh. Technol.. Vol VT. 39. no. 3, pp ,

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159 제 3 장새로운주파수대이용기술개발

160 제3장새로운주파수대이용기술개발 제절개요 1 새로운주파수대란아직그활용이많지않은주파수대역으로그범위가밀리파대, 서브밀리파, 광영역까지포함하고있지만본연구에서는주로밀리파대를대상으로하였다. 밀리파대는일반적으로 30GHz-300GHz의주파수범위를지칭하며전송시감쇠가 M/W에비해큰반면높은지향성과, 분해능을가지며, 높은감쇠특성을역으로이용하여근거리통신에활용하기도한다. 그러나밀리파대의통신장비들은특수목적에만제한적으로이용되고있으며, 초정밀가공을필요로하고, 고도의첨단기술을필요로하기때문에아직부품이나측정장비들의가격이비싼편이다. 그런데최근들어반도체소자들의활용주파수범위가밀리파대에접근하고있으며사회적으로도기존사용주파수대역이포화에이르고있어조만간밀리파대의활용은필연적인것으로보여진다. 이와같은사회적요구에대처하기위하여본연구에서는밀리파대에서필요로하는각종기술들을조사하고파악하는데중점을두어우선밀리파대의전파전파특성을조사분석해보고관련소자들에대한기술분석들이무엇인지에대한조사분석을하였다. 그리고연구환경을구축하는등, 주로기초연구성격에해당하는연구활동에많은노력을하였으며차기년도에수행할연구방향을마련토록하였다

161 제2절밀리파대전파전파특성 밀리파대전파는대기중의산소, 수증기등의분자에의한흡수와강우산란에의한감쇠가커서전파의도달거리가다른주파수대의전파에비해짧다. 이러한밀리파의물리적특성을잘파악해야만밀리파시스템을성공적으로설계개발할수있다. 1. 대기중의전파특성일반적으로맑은대기상황일때지표면근처에서의밀리파대전파의감쇠는수증기나산소에의한흡수대역을제외하면대체로작다. 산소분자의공진에의한강한흡수대역은 60GHz, 119GHz이고수증기의공진에의한강한흡수대역은 183GHz 이다. 100GHz 이하에서는 60GHz 흡수선근처를제외하면감쇠가매우작으며 GHz 범위에서는맑은날 119, 183GHz 근처를제외하고는감쇠가 10dB/km 를넘지않는다. 이들감쇠계수는고도에따라변하여고도가높을수록급속히감소한다. 대기가스와수증기에의한분자흡수외에비, 눈, 우박등에의한감쇠가강하게작용한다. 그러나감쇠만이밀리파전파전파에영향을주는것이아니라물방울입자들이분극에미치는영향, 전파공간의굴절률변화에따른영향등도고려되어야한다. 가. 대기가스와수증기에의한흡수대기중을전파하는밀리파대전파의감쇠원인중주요한것으로는수증기와산소에의한흡수를들수있다. 수증기분자는전기쌍극자모멘트를가지며산소분자는자기쌍극자모멘트를가지므로입사전파의주파수가이들쌍극자의고유주파수에일치하면분자의공진현상이일어나서전파에너지의일부가이들분자에흡수되어감쇠된다. 이들흡수는주변의압력과온도등에의해영향을받으며주어진고도에서장소에따라시간에따라 2배정도변한다. ( 그림 3-2-1) 와 ( 그림 3-2-2) 은각각해수면 8km 지점에서평균대기( 해수면에서는수증기밀도 7.5gm -3 ) 에대해 db/km 로표시된이론적흡수계수를나타낸것이다

162 ( 그림 3-2-1) 해수면수평경로상의가스에의한흡수 ( 그림 3-2-2) 고도 8km 수평경로상의가스에의한흡수

163 경로길이 ro(km) 에대해대기에서의가스에의한총흡수α a (db) 는, (3-2-1) 로주어진다. 여기서α a,α w 는각각산소와수증기에의한흡수계수(dB/km) 이다. 가스에의한총흡수중수증기에의한흡수는밀도와온도에관계된다. 이들요인들은감쇠에큰변화를준다. 해수면(1000mb) 기압에서의총감쇠는통계적으로다중회귀(multiple regression)[1] 에의해수증기밀도와온도에관계되며특정주파수에대해 (3-2-2) 로주어진다. 여기서 α(f) 는해수면에서의특정주파수에대한감쇠, ρ는표면수증기밀도 (g/ m3 ), T 는온도( ) 이고 a, b, c는다중회귀분석에의해유도된경험적계수들이며동작 주파수에따라변한다. 계수 a, b, c는표면공기온도 14.6, 평균수증기밀도 11.1g/ m3에대 해< 표3-2-1> 에주파수의함수로보여진다. < 표 3-2-1> 지표면에서가스에의한감쇠계산을위한계수

164 육상경로나지면에가까운경사경로에대해경로감쇠는 (3-2-3) 로표시한다. 여기서 ro는지표면가까이에서의경로길이이며 km 단위이다. 주어진주파수 에서지표면으로부터대기의정상까지의감소즉총천정점감쇠 α' 은참고문헌[1] 의데이 타를이용하여다중회귀분석을기초로하여얻어진다. 즉, (3-2-4) 이며 a 1,b 1,c 1 은다중회귀분석으로부터유도된경험적계수이며 < 표 3-2-2> 에나열되어있 다. < 표 3-2-2> 총천정점감쇠계산을위한계수 경사경로혹은지상- 우주간경로에대해 ( 식 3-2-1) 을전체경로에대해적분함으로써감쇠를얻을수있다. 특정앙각 θ에대한전대류권을가로지르는경로에대해감쇠 α( θ) 는총천정점감쇠 α' 에앙각 θ>6 인경우앙각의 cosecant를근사한합수를곱함으로써구할 수있으나 θ<6 인경우지구의곡률과굴절효과로인해이방법으로는구할수없다

165 (a) (b) ( 그림 3-2-3) (a) 경사경로길이계산 (b) 지표에서대기천정까지의총편도감쇠 대기감쇠는 (3-2-5)

166 로주어지며 l 는굴절대류층을통과하는경사경로로서다음과같다. 즉 l = [h 2 +2R e h+(r e sin β) 2 ] 1/2 -R e sin θ ( 그림 3-2-3a 참 조 ) h= 수층과산소층에의한대기감쇠를고려한등가높이(3.2 km로가정) R e = 굴절을포함한지국의유효반경 : km ( 그림 3-2-3b) 에지표면에수직, 앙각 6, 수평으로대기중을전파가전파할때의총편도 감쇠를나타냈다. 이감쇠예측모델은측정치와잘일치됨이알려졌으며이일반이론은 널리받아들여지고있다. 나. 강우에의한감쇠 산소와수증기에의한흡수외에밀리파는강수특히강우에의한심한감쇠를받는다. 이 것은강우에따른흡수와산란때문이다. 심한강우의공간적시간적발생은매우변동이 심하고예측하기가어려우므로비에의한감쇠는성질상확률적이며반송주파수와지리학적 위치, 기후, 지형, 계절, 강우강도등과통계적으로관련되어진랜덤프로세서로취급해야 한다. Mie 산란이론에의한감쇠계산은여러가지강우모델에대해발표되어있으며일 반적으로다음과같은형태를갖는다. 즉 (3-2-6) 여기서 α r 은감쇠(dB/km) 이고 a와 b는주어진주파수와비의온도에대한상수들이고 R은강우량( mm/hr) 이다. αr을계산하기위해서는빗방울은도에서의물의복소굴절률, 종단속도, 빗방울크기분포등을알아야한다. Ray는넓은범위의주파수와온도에걸쳐서증류수의굴절률을계산할수있는수식을개발했다. 이들수식은 -20에서 50 까지의온도범위내에서 3MHz-1000GHz의주파수범위에대해유효하며비를유전체구로모델링하고 Mie 급수산란계산법을사용했다. 빗방울크기분포를결정하기위해서 Law와 Parsons가만든경험적인자료를사용할수있다. 이것은온화한대륙성강우에대한평균적물방울크기분포를나타내주며많은관측결과를근사적으로나타낸것으로상당한실험과검증을거친것이다. 물방울크기와강우율은서로상관관계가있어서강우율이증가하면빗방울크기도 증가한다. 여러대기상황에대한대표적물방울크기가 < 표 3-2-3> 에나와있다

167 표3-2-3 여러대기상태에서의물방울크기 물방울크기외에물방울의종단속도역시강우감쇠계산에필요하다. 즉, 강우량 R은다음 과같이표시된다. (3-2-7) 여기서 N(D) 는물방울갯수밀도( 방울수/ cm3) v(d) 는종단속도( cm/sec), D 는물방울직경( cm) 이다. 상온및상압의조용한대기내에서의물방울의낙하속도는 Gunn과 Kinzer에의해정확히측정되었다. v(d) 에대한해석적표현식은참고문헌[8] 에서구할수있으며이것으로 R 을계산할수있고따라서감쇠량을계산할수있다. 이표현식은 M차다항식의형태를취한다. 즉, (3-2-8) 여기서계수 C i 들은 least-squares fit 기법을사용하여결정된다. 물방울직경이 mm의범위일때식3-2-8을사용하여세가지다항식표현으로각각종단속도를구했을때의최대오차를 < 표3-2-4> 에나타냈다. < 표 3-2-4> 빗방울의종단속도계산을위한다항식계수

168 ( 그림 3-2-4) 지구상의강우분포(CCIR vol. 5, 1974)

169 - ( 그림 3-2-5) 주파수대강우감쇠계수 < 그림3-2-4> 에지구상의강우분포를그렸으며여러가지강우량에대해주파수에따른감쇠량 α r 은 < 그림 3-2-5> 에나타나있다. 이그림들은실험데이타들에의한것이다. 그러나자연계나모의실험에의한강우와이론적계산과는상당한일치를보인다. 따라서강우에의한감쇠를계산할때 ( 그림 3-2-5) 나 ( 식 3-2-6) 중어느것을사용해도된다. 또한감쇠는물방울모양에도관계되며같은부피일때구형물방울보다비구형물방울의감쇠가약간크다. 예를들면수평방향으로의직경이큰비구형물방울의경우 GHz의주파수범위에대해수직분극보다수평분극일때감쇠가 10 15% 더크다. Olsen 은 ( 식 3-2-6) 의 a, b를여러가지다른온도와물방울크기분포에대해구형물방울로가정하고밀리파대에서구하였다. 20 에서 Law와 Parsons 분포로가정했을때타원체물방울들에대해수평분극 (a h, b h ), 수직분극(a v, b v ) 에대해 a, b 의근사값들이 < 표 3-2-5> 에나와있다

170 < 표 3-2-5> 감쇠계수추정을위한회귀계수 다른주파수들에대한 a, b 값들은대수적및선형적내삽법으로각각구할수있다. 선형 및원형분극(circular polarization) 에대해서는 ( 식 3-2-6) 의계수는 < 표3-2-5> 에서계산 될수있으며근사식은 (3-2-9) (3-2-10) 이다. 여기서 θ는경로앙각이며 φ는수평분극에대한분극경사각이다. ( 그림 3-2-5) 에서강우 감쇠로인해밀리파대에서실용적이고신뢰성있는중계로가형성되지않을것같으나감 쇠가심한주파수대역인 60GHz에서심한강우인강우량 25 mm/hr때감쇠가 10dB/ km 정도 밖에안된다. 또한이러한심한비는그리흔한현상은아니며강우의수평방향분포가보 통 2-3km 정도임을감안할때밀리파중계로는비로인해사용불가할정도의감쇠는받지 않는다

171 ( 식 3-2-6) 을각각의강우시에적용할때는주의가필요하다. 대부분의경우처럼이식은단지일반적경향과평균을대충적으로추정한것에불과하다. 더구나이것은단기간통계적결과로서단기간의감쇠양상에대한예측이힘들다는단점이있다. 단기간에걸친감쇠양상에대한정보도전술적인응용분야에서는중요도를가지므로그분야의설계에있어서는장기간의감쇠양상자료를가지고적합한변형수정을해야할것이다. 후방다중산란, 온도변화, 빗방울왜곡및유한한범위의전파빔등의영향도실제강우감쇠를결정하는데는고려되어야한다. 밀리파대에서는빗속을코히어런트한전파가전파될때의후방다중산란은중요하지않다. 이것은밀리파장에서볼때드문드문분포해있는빗방울간의물리적간격이넓은범위에걸쳐있기때문이다. 따라서배경의다중산란성분의위상은근사적으로균일랜덤(uniformly random) 하여산란프로세서가결과적으로 incoherent 하게된다. 이것은감쇠량에미치는영향을 의온도변화에의해일어나는것보다몇배더작다. 강우감쇠량은온도에더영향을받으며높은주파수에서보다낮은주파수에서더영향을받는다. 밀리파대에서 GHz 범위에서는수 db/km 정도로작고이보다더큰주파수에서는이보다아주작아진다. 빗방울이커지면그모양이구형에서벗어나게되고이왜곡이빗속을전파하는수평, 수직분극사이의감쇠차를야기시킨다. 두분국사이의최대차는 20% 정도에까지이를수있다. ( 그림 3-2-5) 에서의감쇠량은평균조건을나타내는구형빗방울을가정한것이다. 50GHz 이상에서는빗방울모양의변형으로인한두분극사이의감쇠량차이는줄어들어서빗방울왜곡이중요하게여겨지지않는다. ( 그림 3-2-5) 의감쇠량곡선은평면파입사를가정했으나실제전송로를전파가진행할때는유한한전송단면적을갖는다. Lin과 Ishimaru는일정강우량하의 Law와 Parsons 분포로부터중간정도크기를가진비분산성(nondispersive) 빗방울분포사이를전파가전파될때 Gaussian 빔이평면파보다더큰감쇠가나타남을보였다. 100 mm/hr까지의강우량과 100GHz 까지의주파수까지의비교를행했다. 예를들면 33GHz에서 Gaussian beam이평면파에비해 30% 의추가감쇠가생긴다

172 다. 눈, 우박의영향 강우감쇠가밀리파전파의전파에주요한영향을미치지만눈, 우박, 안개같은다른강수 형상에의한영향도고려되어야한다. 얼음의유전율은물보다매우작기때문에눈가루나 미세한얼음조각, 우박덩이등의산란단면적은비슷한크기의물방울에대한산란단면적보 다상당히작다. 더구나얼음입자는비슷한크기의빗방울보다매우작은전력을흡수하기 때문에같은비율의강수( 녹은얼음을mm/hr 로환산) 에대해눈과우박에의한감소가비에 비해매우낮다. 습기기많은눈에의한감쇠는얼음보다더클것으로기대되며특히융 접근처에서표면이녹아물로된눈가루는비보다후방산란이 10 15dB 더크다. 밀리파대 전파중낮은주파수대에서습기없는눈은감쇠에거의큰영향을못미치는반면높은주 파수대에서는추정결과들에의하면중요한것으로보여진다. 그러나일반적으로강설에의 한감쇠의측정치와이론치에대한자료는많지않다. 우박은전세계적으로대부분지역에 서 0.001% 정도감쇠량에의영향을미친다. 빗속의우박에의한흡수와산란은비만에의한 것보다더크며우박덩어리의크기와모양, 표면의물존재여부및물두께등에관계된다. 얼음입자의비구형성에의한눈과얼음입자는편파분리(depolarization) 현상을야기시킴이 실험적으로확인되었다. 라. 안개와구름의영향 안개는대기중의수증기가물입자로응축되어공기중에남아있는것이며이로인해생긴 구름, 물입자혹은얼음결정들이관측자의시계를 1 km내로제한시킨다. 안개에는해안에서 발생하는안개와내륙성안개가있다. 해안에서발생하는안개는따뜻한공기덩어리가찬 물위를이동함으로서발생하며내륙성안개는낮동안따뜻해진공기가밤에냉각됨으로서 발생하는안개이다. 고요하고청명한밤에강이나늪지대에생기는안개역시내륙성안개 와같은성질이다. 안개의편도감쇠계수는참고문헌에서계산할수있다. 즉, (3-2-11)

173 여기서 ρ 0 : 안개속의액체상태수분함유량 Im(- ξ) : 흡수계수 ξ =(m 2-1)/(m 2 +2) m= 복소굴절률 λ 0 = 파장( mm) ρ = 수분밀도 g/ cm3 이다. 안개는물함유량이대체로 0.25g/ m3 이하로비보다낮으므로감쇠량역시비보다덜심각 하다. ( 그림 3-2-6) 은몇개대표적주파수에대한 0~40 범위에서물함유량의변화에 따른안개에의한감쇠계수를나타냈다. ( 그림 3-2-6) 수분함유량에따른안개의감쇠계수

174 구름은역시감쇠를일으키며구름과이로인한손실이전파시간의비교적큰부분에걸쳐영향을끼칠수있는지상우주통신이나레이더시스템에서는잘고려되어야할사항이다. 구름입자는지름이보통 100 μm이하이므로 < 표 참조> Rayleigh나저주파근사에의해감쇠가결정된다. 안개와구름에대한감쇠량 α f,c 는다음과같다. 즉, (3-2-12) 이고, 여기서 K 는특정주파수에서주어지는감쇠계수로서상수 (db/ km per g/ m3) 이고 ρ0는 물함유량(g/ m3) 이다. ( 그림 3-2-7) 은여러가지온도에대해주파수대 K 의그림이고 ( 그림 3-2-6) 은감쇠량을안개나구름속의액체수분함유량의함수로나타낸그림이다. ( 그림 3-2-7) 구름과안개의감쇠계수( 주파수와수분함량의함수) 안개에대해액체수분함유량은진한안개( 시계 25m) 에대해 1g/ m3, 보통안개( 시계 200m) 에대해 0.04g/ m3정도의범위로변한다. 이에대한감쇠는 60GHz에대해각각 2, 0.1dB/ km이고 100GHz에서 6, 0.2dB/ km이다. 구름에대해수분함유량은구름형태에따라다르다

175 즉, 층운같은경우는 0.1g/ m3 정도이고적란운인경우 2 3g/ m3 정도된다. 얼음입자로 이루어진구름은물입자로이루어진구름보다감쇠가훨씬적다. 층을이룬구름에대해수 직이아닌방향으로감쇠를구하기위해서는감쇠값에 secθ를곱해야하며 θ는천정점각이 다. 마. 강수입자가편파에미치는영향 낙하중의강수입자는입자내외의압력이나표면장력의영향을받아낙하방향으로찌부러 진편평회전타원체에가까운형상이되며그변형의정도는강수입자의크기에의존한다. 편평입자의산란진폭은입자전파의편파가장축방향인가단축방향인가에따라다르다. 장축 방향편파의감쇠, 위상회전은단축방향편파의값보다커진다. 따라서수평편파의감쇠, 위상회전이수직편파보다커진다. 또바람에의해기울어진편평강수입자에전파가입사하 면이편파간의감쇠차, 위상차때문에주축이입사편파에서벗어난타원편파로변환된다. 그러므로송신편파와직교한교차편파성분이발생하여직교편파간의판별도, 즉교사편파 식별도가열화된다. 일반적으로강수감쇠가커지는데따라서열화도커짐이관측되고있다. 또이론적으로는원편파는직선편파에비하여열화가심한데이것은실측에의해서도확인 되고있다. 높은고도의얼음입자는전자파의편파분리를일으킬수있다. 얼음입자에의한편파분리 는강우시와는다르게신호의감쇠가거의없다. 구름도역시편파분리를일으킬수있는데 이것은물방울과얼음입자를포함하고있기때문이다. 심각한비정상적편파분극은천둥을 동반하는 구름 등 얼음입자들의 밀도가 높은 구름들에서 일어난다. 교차편파비(Cross Polarization Ratio : CPR) 는다음과같이정의한다. (3-2-13) CPR 은편파분리의척도가된다. 실제강우시편파분리의이론적계산을위해서는강수입자크기, 모양, 경사각, 분포등이필요하다. 바. 기타환경요인

176 대기가스, 비, 눈, 우박, 구름등으로부터의흡수, 산란으로인한밀리파의감쇠및편파분리외에쾌청한하늘에있어서증발된수증기에의한굴절률의변화, 비, 구름의반사, 대기중의열잡음등이고려대상이된다. 이들은강우에의한감쇠에비하면별로중요하지않지만신뢰성있는밀리파시스템설계를위해서반드시알아야할것들이다. 1) 쾌청한기후에생기는현상대기의특성은변형된굴절률프로파일로정의된다. 즉, (3-2-14) 여기서 z는지표면으로부터의고도이고굴절량 N(z) 는다음과같이모델링된다. (3-2-15) 여기서 P 는대기압(millibar), T 는절대온도( K) 는수증기의부분압(millibar) 이다. 해수면의표준대기에대해 N은높이에따라미터당 0.04의비율로줄어들고 M(z) 는미터당 0.117의비율로늘어난다. 건조한대기의경우굴절률은전주파수대에걸쳐거의일정하다. 그러나수증기가있으면수증기분자의쌍극능률이전장의변화에따르게되어굴절률의변화를일으키게된다. 이러한굴절률의변화는기상조건에따리변화폭이크게되어어떤경우는전파가급격히아래로혹은위로휘거나한곳으로집속되어덕트현상을일으키기도한다. 굴절에의한손실은감쇠에의한손실과구분되어야한다. 왜냐하면굴절에의한것은전파가휘어져서도달각이변하는것이기때문에이각을알면그손실을보상할수있기때문이다. 표면덕트(surface duct) 에서의전파이론에서는 Richter와 Hitney에의한도파관모드이론을이용한방법과 Fruchtenicht 의광선광학(Ray Optics) 을이용한방법이있다. 일반적으로잘발생하는 10m높이의덕트는밀리미터대에서수백개의모드를존재시키므로계산하기가몹시힘들다. 따라서단파장의경우광선이론(Ray Theory) 이더정확해서덕트에서의밀리파해석에사용할수있다. 대기굴절의변화는반파장차이나는다중경로들을발생시킬수있으며이로인해심한페이딩(fading) 이일어날수있다

177 밀리파대전파에있어서수 km까지의지상중계국에대해서는이페이딩이심한것같지는않다. 굴절률에의한페이딩이론은 Ruthroff 에의해개발되어있다. 평균지형에서 10km의경로길이에대해대기불균일에의한페이딩이 20dB 일어날확률은 37.5GHz에서 2.25x10-4 이며 75GHz에서 4.5x10-4 이다. 이것은각각 2시간과 4시간의주기를갖는것이다. 30dB 페이딩의확률은 20dB 페이딩확률의 1/10 이다. 그러나따뜻하고습기찬환경이나수상경로에대해서는페이딩에의한중계중지기간이 4 배로늘어난다. 굴절률의소규모불규칙적인흔들림에도큰위상및진폭변화를가져와서신틸레이션효과 (scintillation effects) 를야기시키며이로인해사용대역폭이줄어든다. 신틸레이션은전파의중심다발로수증기구름이지나갈때생기기도한다. 이들영향은주파수가올라감에따라증가하는경향이있으나밀리파대역에서는알려진자료가거의없다. 신틸레이션형페이딩은습기가많은환경에서특히중요하다. 지표면위의경로고도, 지형의성질및대개의특성등이페이딩의크기를결정한다. 더구나위상신틸레이션은수신안테나이득에손실을줄수있으므로고려대상이된다. 맑은날의경우일반적으로위상신틸레이션은큰문제가안되는데지표로부터의고도가높아질수록급격히감소한다. 대개의교란역시위상, 진폭신틸레이션을일으킨다. 교란된대기를통과하는밀리파전파에너지의신틸레이션은위상이동(phase shift), 전송에너지다발의선택적인강화및약화를일으키는경로상의굴절률불균일로말미암아일어난다. 밀리파대에서중요도가떨어지기는하지만이굴절률불균일역시도래각착란(angle-of-arrival fluctuation), 편파편이(depolarization) 주파수이동등을일으킨다. 교란된대기환경하의전파에관한이론적, 실험적결과들에의하면대류권의수중기와산소분자에의한흡수의교란적착란이밀리파진폭및위상변화에미치는영향은온도와습도변화에의한굴절률착란으로인한진폭및위상변화에미치는영향의 1% 를넘지못한다. 강도착란은밀리파시스템성능에큰영향을주지않는것같으나도래각변화는여러시스템에서각각요구되는각의정밀도를만족해야하므로중요하다

178 2) 대기에서의열잡음 대기가스나강수는열형태의잡음을방사한다. 이것을안테나온도(Antenna temperature) 혹은공중온도(sky temperature) 라는용어로표현한다. 열역학적균형상태의균일매질에 대해흑체복사이론에서좋은흡수체는좋은방사체가되며대기는그러한매질로근사된 다. 절대온도 T 에서완전흡수체혹은방사체에대에방사된잡음전력(P) 는 P = ktb (3-2-16) 로주어진다. 여기서 k는 Boltzmann 상수이며 B 는수신대역폭이다. 불완전흡수체또는방 사체에대해서는 P = α m TkB ( 식 ) 로주어진다. 여기서α m 은매질의흡수계수이고 α m T 는공중잡음온도이다. T=300 K에서완전흡수체혹은방사체에대해 P는 4x10-15 W/MHz 정도된다. 불완전흡수 체혹은방사체에서는 α m T 는무흡수/ 방식에서강한흡수/ 방식에대해 0에서 300 K까지변 한다. α m T는복사계측정으로측정된 α m 과 T 로부터계산할수있다. ( 그림 3-2-8) 에서는 지면온도 20, 지표면에서의수증기밀도 10g/ m3일때맑은대기의이론적모델을기초로 하여여러가지앙각에서의빔폭이좁은시스템에대한공중잡음온도를보였다. 잡음전력 은비가오거나습기많은구름이존재할때매우높아진다. 공중잡음측정과경로상의온 도분포를이용하여대기에서의총감쇠를계산할수있다. 대기에서의열잡음은민감한수신기나전파천문에필요한저잡음복사계에서얻을수있는 감도의한계를결정짓는다. 차량위치나지형의특별한영역등을알아내기위한수동복사 계혹은열화상시스템역시열잡음에의해성능이한계지어진다. 목표물의잡음온도와그의 목표물상공간분포, 대기에의해방식된잡음, 목표물에서수신기에반사혹은산란된잡음, 대기에의한목표물, 감쇠같은다른요인들역시고려되어야한다. 금속표면, 수면및숲, 물, 콘크리트같은자연환경내의물체에대한잡음온도는각각수 K, 170 K, K 정도된다. 그러므로낮은잡음온도의물체감지에있어대기혹은공중잡음은중요한한계 요인이된다

179 ( 그림 3-2-8) 주파수대공중잡음온도 3) 비, 안개, 구름의반사 레이다기상학및기타레이다응용에있어서비, 안개, 구름등에의한후방반사에대한 연구는중요하다. ( 그림 3-2-9) 에는 Crane이 Mie 산란이론으로후방산란을예측한결과가 나타나있다. 흥미있는것은강우량 9 mm/hr에서 35, 70, 94GHz의 Mie 극선이만나는것이다. 구름에 대한반사량은비에비해매우낮으며수분함유량에관계된다. 안개에대한반사량은비에 비해아주작아서시스템성능에는거의영향을주지않는다. 눈에대한반사량은같은강 수량일때비에비해같거나클것으로보인다. 또한강수의다양한형태, 북극, 주파수에 의의존성등이감쇠에복합적영향을주는데이모든것을고려한자료는거의없으며이 에대한연구가필요하다

180 ( 그림 3-2-9) 여러가지강우율에대한반사량 2. 대기외의매질에서의전파특성 비, 눈등에의한대기흡수및감쇠가밀리파대전파에있어가장큰문제이지만공기중 의모래, 먼지에의한산란효과나나뭇잎등의영향도고려해야한다. 가. 먼지와연기에의한감쇠 모래, 먼지, 연기가밀리파의전파에미치는영향을 Mie 산란이론으로해석할수있다. 유 전율 ε이고크기 a 인입자에대해산란단면적 σ( α) 는다음과같이주어진다. 여기서 λ 0 는파장이다단위체적당의입자수를 δα ( ) 라하면단위길이당감쇠 α ρ (db) 는다음과같다. (3-2-18)

181 (3-2-19) ( 식 ) 을 ( 식 ) 에대입하고 (3-2-20) 라는관계를이용하면 (3-2-21) 여기서 μ는단원질량당의입자갯수( μgcm3 / ), ρ는밀도, V는직경 D 인입자의체적이다. ( 식 ) 을사용하여바람속의먼지, 화산먼지, 꽃가루바람등에대한감쇠량을구한결과밀리파대에서는 10 5 db/ km이하로매우작음이알려져있다. 이처럼밀리파대전파는여러가지연기, 먼지, 파편들을뚫고거의감쇠없이전파할수있어서전투상황등과같은열악한상황에도사용할수있는장점이있다. 대기권내지표면가까이에서의저고도핵폭발에의한대기이온화, 굴절률착란, 먼지, 파편의영향도보고된바있는데이에의하면밀리파시스템을사용할경우단지순간적신호상실외에는다른이상은발생하지않는다. 나. 초목에의한감쇠레이다응용에있어초목이땅을덮으면밀리파에너지가감쇠되어목표물을가리게되는결과를초래한다. 동시에되돌아오는신호가초목에의한변화를겪게되므로이를분석하면초목지의대충적윤곽을알수있게된다. 땅에의한후방산란은표면의요철, 입사각, 주파수, 복소유전율등에영향을받는다. 이중에도표면요철이가장큰영향을준다. 실험자료에의하면아주우거진초목지는산란이무질서하게일어나는확산산란 (diffuse scattering) 이가장심한경우의하나로서아주거친지표면과같은정도의확산산란이일어난다. 초목에의한감쇠는계절에따라초목의잎의양이달라지므로이에따라변화한다

182 다. 지면과장애물의영향밀리파대에서동작하는레이다나통신중계국에있어지면에의한효과와전파경로상의장애물에의한효과역시고려대상이된다. 이들의영향은일반적으로표면거침인자(surface Roughness factor) R에관계되며R 은다음과같이주어진다. (3-2-22) 여기서 σ는평균표면높이에대한반사점근처경로상의표면불균일의표준편차, θ는입사각과표면에수직한방향의사이각이며 λ 0 는파장이다. R<0.1이면표면은매끈하다고하며 R>10 이면반사계수가작은거친표면이라고표현한다. 밀리파대에서지구는일반적으로거친표면으로보인다. 따라서가시거리중계시스템(line of sight system) 에대해큰회절손실이발생하는데주파수가높아질수록거친지형에의한감쇠는심해진다. 굴절율변화에따른덕트효과(ducting effect) 역시가시거리중계시스템의신호를감쇠시킨다. 해상에서덕트는더지속적이고광범위하며더큰혼신을일으킨다. 덕트로부터의누설, 거친해면에의한산란, 해수면의높은습도등에의한신호감쇠는주파수가증가할수록더커진다. 가시거리중계경로상의나무숲이나건물같은장애물은감쇠량 α b 를일으키는불투명한회절물체처럼작용하며 α b 는다음과같이근사적으로주어진다. (3-2-23) 여기서 V = (2h Θλ / 0 ) 1/2, h 는송신수단간을있는현상의장애물의고도, λ 0 는파장 Θ는회절각이다. 밀리파중계국근처의큰건물은산란으로인한원치않는신호를수신기로보냄으로써다중경로전파를초래하게된다

183 3. 밀리파대중계국설치시고려사항육상통신중계국에있어서경로길이에대한감쇠를계산해야한다. 이것은경로상의대기의구성인자강우에관한적절한통계치들이필요하다. 밀리파대에있어서강우가감쇠에가장큰영향을미치지만이에대한자료는얻기어려워서실제쓰이는것은경로감쇠가페이딩마진(fading margin) 을넘는시간의비율이다. 이것을사용하여다음의통신중계국방정식을계산한다. 즉, 여기서 P R = 수신전력, P T = 송신전력, A T = 유효송신안테나면적, A R = 유효송신안테나면적, Le= 장비손실, Lo= 신소흡수손실, L Γ = 강우흡수손실, λ 0 = 파장, d= 경로거리이다. 등가수신잡음 P N 은 (3-2-24) (3-2-24) 이다. 여기서 k는 Boltzmann 상수, T 는절대수신기온도, B는유효수신기대역폭이고 R N 은수신기잡음지수(Noise Figure) 이다. 강우마진(Margin) Mr(dB) 은다음과같이정의한다. (3-2-25) 원하는신호대잡음비 (SNR), P R /P N 이주어지면식 , 식3-2-25, 식3-2-26에서강 우마진을구할수있다. 즉 (3-2-27)

184 여기서 C 는광속, f 는주파수이다. ( 그림 ) 경로길이에따른강우마진 ( 그림 ) 경로길이의감쇠분포대감쇠초과확률

185 비트오율(Bit error rate : BER) 이광대역변복조회로에서 10-5 정도되려면 SNR이 10dB 정도되어야하는데이경우에 P T =0.1W, L e =3dB, T=293 K, B=16kHz, R N =13dB, 송수신안테나효율 55% 및직경 1 km의파라볼로이드안테나일때의강우마진을 ( 그림3-2-10) 에보였다. 이것을이용해서여러경로길이에대해감쇠량이어떤값을넘을확률을 ( 그림 ) 에보였다. ( 그림 ) 데이타전송률에따른이용가능확률과전송정지시간 이것을기초로해서여러가지데이타전송률(data rate) 에서정로길이에대한이용가능확률을 ( 그림 ) 에보였다. ( 식 ) 은주로비와신소흡수에관한감쇠를다루었으므로다른강수입자에대한고려를추가할필요가있다. 가. 다중경로페이딩전파경로가길어지면다중경로에의한페이딩이문제가된다. 여러경로에서의전송손실의변화는전송매질굴절율의시간에따른변화와지구표면및대기굴절율의불연속등에의한회절및반사로인한위상간섭패턴의형성때문이다. 지표면에서반사편파나다른다중경로파가직접파와비슷한크기를가지면서직접파와간섭을일으켜큰페이딩을일으킨다

186 이것은주로두개의지배적인파의감쇠적간섭(destructive interference) 에의해일어나며경로길이차는전파경로의환경에많이좌우된다. 수면위의경로인경우강한반사파가존재하여심한페이딩이일어난다. 험한지형의경우다중정로효과가줄어드는반면강, 계곡, 습지위의경로에서는안개, 습기로인한페이딩이일어난다. ( 그림 ) 가시거리전파에서의다중경로 송수신안테나고도가 h1, h2이고송수신거리가 d 인가시거리중계국(line of sight link) 인경우간접파경로길이 l d 와방사파경로길이 l r 의차는다음과같이주어진다.( 그림 참조 ) (3-2-28) 여기서 B=dM/dz이고 M 은 ( 식3-2-14) 에주어진굴절프로파일(refractivity profile) 이다. 정반사파의크기는표면거칠기(surface roughness) 에관계되며 rms 반사계수 ρ는다음과 같다. 여기서 ( 식 29a) ( 식 29b) 이며 δ는경로가수평면과이루는각으로단위는밀리라디안이고 h는표면이완전평면으로 부터벗어나는 rms 편차를나타낸다

187 육지나초목지, 바위, 구릉지등위의통신경로에서는반사가적게일어나서다중경로간섭이크지않다. 물위는다중경로간섭이크다. 그러나간섭영역을벗어나게안테나고도를조정하거나다이버시티기법을사용함으로써이런간섭의영향을줄일수있다. 반사파에의한다중경로외에대기공간상의굴절을차이로인한다중전송경로가생길수있으며이로인해페이딩이일어나기도한다. 경험적으로페이딩발생누적주파수(cumulative frequency of occurrence) P 는 ( 식 30) 이며[31] d 는 km, f는 GHz, L 된페이드레벨(<0.1) v는지형특성에따른상수로서건조한 산악에서는 0.25이고보통땅에서는 1, 수상에서는 4 이다. 나. 페이드깊이와길이비나다중경로에의한페이드의시간적길이는변화폭이크다. 비가올때 30dB 넘는페이 드에대해 20 40GHz대범위에서페이드길이는보통 5초의중앙값을가지며평균치는 50초이고 30분이상인경우 1%, 1초이하가 1% 정도이다. 35GHz에서다중경로페이딩값이 4km이상의경로길이에대해 2dB, 8km이상의경로길이에대해 6dB, 20km이상의경로길이에대해 18dB, 를넘는확률은 0.01% 이다. 또 30dB 페이드에대해 1초의기간을넘는횟수가년 30 번, 10초넘는횟수가년 6 번이다. 측정에의하면페이드기간(fade duration) 의통계적분포는로그노말(log normal) 분포로근사되며다중경로의페이드기간중간값<t> 는다음과같이표시된다. 즉, ( 식 31) 여기서 d 는경로길이( km), f 는주파수(GHz), F는 20dB 넘는페이드에있어서의페이드깊 이,<t> 는페이드깊이 F 일때의페이드기간의중간값이다

188 4. 밀리파전파전파기술동향가. 이동통신채널에서의전파전파연구차간통신채널에서의다중경로전파의영향은여러가지도로환경에대해 60GHz에서실험 적으로조사되었다. 이실험의결과로직접파, 도로반사파의두개파에주변환경에의한랜덤한다중경로성분을고려하여모델한다. 이러한다중경로모델을기초로하여 60GHz의차량한통신채널의시스템성능을평가한연구가보고되어있다[36]. 이연구에서정지상태및이동상태에서여러가지변조및코딩에대해통신두절확률을계산했다. 차량과마이크로셀기지국간의 55GHz 도심마이크로셀룰러채널에대한편파다이버시티효과가보고되고있다. 이편파측정의결과로직교편파(orthogonal polarization) 사이의교차결합 (cross coupling) 이매우적음이발견되었다. 이결과는직접파와도로에서의반사파에의한간섭이랜덤한다중산란성분들에비해전파특성에미치는영향이월등함을나타낸다. 서로직교하는편파사이의낮은코릴레이션관계는밀리파도심이동통신에있어편파다이버시티가효과적임을나타낸다. 나. 옥내전파연구최근광대역개인통신망등이활성화됨에따라밀리파대역의이용에대한관심이고조되고있다. 이분야연구의대부분은대기산소흡수대역인 60GHz대의밀리파대에집중되어있다. 캐나다에서는전파손실추정을각종크기의방과복도로이루어진층에서 21.6과 37.2GHz 옥내무선채널에대해행하였다. 그들은전방향성안테나(Omni-directional Antenna) 를사용했을때두주파수에서페이딩의포락선분포가 Rayleigh 분포를따름을발견했으며지향성혼안테나(directive horn Antenna) 를사용했을때는 Rician 분포를따름을발견했다. 그들은복도에서의전파경로손실의지수항이자유공간보다작음을발견했으며이것은복도의도파관효과때문임을알았다

189 영국에서는유사랜던이진시퀀퀸스(pesudorandom-binary sequence) 를사용한주사시간지연코릴레이션방법(Swept-time-delay correlation method) 의광대역대역확산채널탐사기(sounder) 로 60GHz 에서옥내다중채널지연프로파일을측정했다. 이실험에서 10에서 40ns 범위를가지는지역확산은측정장소의크기에관계되며분극이수직및수평인지에는크게관계없음이발견되었다. 또한가시거리(line of sight) 환경에서다중경로는 Poission 도달확률로모델됨이발견되었다. 네덜란드에서는옥내전파측정이대학교내의각종방들에대해 42GHz, 58GHz 에서행해졌다. 이실험에서기지국과이동국모두에수직평면에서 8자모양의방식패턴을갖는 biconical-horn 안테나를사용함으로서방전체의전파전파특성이거의균일하게되게했다. 또한 RMS 지연확산이송신기와수신기간의거리에거의무관함이밝혀졌고직접파가장애물에막혀도균일한전파특성에는큰영향을안미침이밝혀졌다. 일본에서는최근밀리파대고속옥내통신시스템에대한연구를시작했으며여기에는옥내전파특성연구, 다중경로방지용 CODEC, 등화기(equalizer) 기법, 밀리파대집적안테나(integrated antenna) 기법등이포함된다. 이연구의첫단계로 60GHz에서지연시간분해능이 2nsec 정도로옥내다중경로전파특성을측정하는광대역채널탐사기를개발했는데이것은주파수하나하나를순차적으로측정하는 stepped frequency 기법을사용했다. 사우디아라비아에서는 40GHz대에서건조한대기중의다중경로페이딩효과를 4년에걸친야외측정을통한자료로분석평가했다. 이실험에서페이딩은 Rayleigh 진폭분포를갖는다중경로에지배적영향을받음이밝혀졌다

190 제3절전송선로 마이크로파및밀리미터파대에서이용되는전송선로들은 ( 그림3-1-1) 과같이여러종류들이있다. ( 그림 3-3-1) 전송선로의여러종류들 이들전송선로들로구성된회로들이갖는이용주파수범위및대역폭값들은다음과같다

191 < 표 3-3-1> 각종선로들의특성 이제이러한전송선들각각의특성들을고찰하여본다. 1. 동축선로(Coaxial Line) < 표 3-3-2> 동축선로의특성

192 2. 도파관(Waveguide) 일반적으로도파관은고출력, 저손실시스템에적합하다. 가. 구형도파관(Rectangular Waveguide) < 표3-3-3> 구형도파관의일반적특성

193 나. 원형도파관(Circular Waveguide) < 표3-3-4> 원형도파관의일반적특성

194 3. 평면형전송선로(Planar Transmission Line) 평면형전송선로는집적회로(Integrated Circuit) 를구성하기가쉽고도파관에비해가벼우며, 작고재현성이우수하다. 다음은평면형전송선로의일반적인특성을비교한것이다. Transmission Line Structure Standard waveguide Oversized waveguide Cross-Sectio nal Dimensions Frequen cy Range" (GHz) Q-Factor Moderate Moderate ly high Very large Very high Adding Solid State Devices Moderate ly difficult Power Rating Modera te Leakage Field Confinemen t Zero Difficult High Zero Microstrip Small Low Easy Low Moderate, zero Suspended microstrip Fin line Moderate (shielded) Moderate (shielded) Image line Moderate Moderate ly high inverted-stri pguide Low Easy Low Zero (shielded) Moderate Easy Low Zero (shielded) Moderate Moderate ly high Difficult Difficult Modera te Modera te Considerab le Considerab le H-guide Large High Difficult High Small Groove guide Large High Difficult High Small < 표 3-3-5> 평면형선로의일반적특성비교

195 가. 띠선로(Strip Line) 수동형 MIC 회로에많이이용된다. ( 그림 3-3-2) 띠선로의특성임피던스

196 나. 미세띠선로(Microstrip Line) 평면형선로중가장일반적인선로이다. ( 그림 3-3-3) 미세띠선로의특성임피던스

197 다. 부동(Suspended) 과반전(Inverted) 미세띠선로이회로들은미세띠선로에비해좀더높은 Q 값을갖는것이다. 부동미세띠경우 반전미세띠경우

198 라. 홈선로(Slot line) 홈선로는높은임피던스, 직렬스터브, 단락회로의구현에유리하며미세띠선로와의복합 회로구현에적합하다. 그러나이회로는전파모드가 TEM이아니고 TE모드로서밀리미 터파에서적합하지않다. 다음은홈선로의구조및임피던스를나타낸것이다. ( 그림 3-3-4) 홈선로(Slot line) 의구조

199 마. 쌍평면선로(Coplanar Line) 쌍평면선로(Coplanar Line) 의장점은직렬이나, 병렬로집중소자(Lumped Element) 들을 연결하기가쉽고, 기판에구명내기나홈파기를할필요가없는것이다. ( 그림 3-3-5) 는쌍 평면도파로의구조를나타낸것이고 < 표 3-3-6> 는쌍평면도파로의특성임피던스를나 타낸것이다. ( 그림 3-3-5) (a) 쌍평면도파관 (b) 쌍평면스트립선로 < 표 3-3-6> 쌍평면선로의특성임피던스

200 4. 준평면형전송선로밀리미터파대에서실질적이고, 저가격이며대량생산에적합하다. 가. 지느러미선로(Fin line) 이전송선은홈선로를도파관안에넣은구조로서미세띠선로에비해넓은대역폭과 Q값을갖는다. 일반적으로단일방향과양방향구조가주로이용되며이들구조에대한관내파장및특성임피던스는 ( 그림 3-3-6) 과같다. (a) (b) ( 그림 3-3-6) 지느러미선로의구조 (a) 단일방향 (b) 양방향 (a) (b) ( 그림 3-3-7) 지느러미선로의관내파장및특성임피던스

201 나. 유전체도파관(Dielectric Waveguide) 유전체형도파관은간단한구조때문에재현성이좋고집적화하기가용이한반면곡선과접합면그리고불연속면에서손실이큰단점이있다. ( 그림 3-3-7) 은개방형유전체도파관의종류들을나타낸것이다. ( 그림 3-3-7) 개방향유전체도파관의여러구조들 (a) (b) (c) (d) (e) 구현선로(Rectangular guide) 영상선로(Image guide) 변형영상선로(Trapped image guide) 절연영상선로(Insulated image guide) 반전띠선로(Inverted strip line)

202 다.H-선로 100GHz 이상이되면금속도파관및미세띠선로, 준미세띠선로, 지느러미선로, 유전체 선로들은손실이크게증가하고전력제어능력이낮으며취급하기어려울정도로크기가작 아진다. 이와같은단점을보완한것이 H- 선로이다. ( 그림 3-3-8) 은 H-선로의구조를나 타낸것이다. 이전송선로의전송모드는 PEmn, PMmn 로나타내고, 여기서 PE는전장이 (E-field) 유전체와공기가접한면에평행함을의미한다. (Ex=0) 그리고 PM은자장이유 전체- 공기접합면에평행함을나타낸다. (Hx=0) ( 그림 3-3-9) 은 PM모드에서의관내파장 을나타낸것이다. ( 그림 3-3-8) H-선로의구조 ( 그림 3-3-9) PM11 모드에서의관내파장

203 라. NRD(Non-radiative dielectric)- 선로(guide) NRD- 선로(guide) 는그구조가 H- 선로와동일하지만인가되는장(Field) 의방향은 H-선로와는달리 E-field 가도체면에평행이다. 그리고유전체선로밖으로의장의퍼짐이적고선로의곡선에서손실이아주적은것으로알려졌다. 그리고유전체에홈을내어안테나로서이용된다. ( 그림 ) 은 NRD- 선로의구조를나타낸것이다. ( 그림 ) NRD-선로의구조

204 마. 결합선로(Coupled Line) ( 그림 ) 는결합(Coupled) 전송선로들을나타낸것이다. (a) (b) (c) ( 그림 ) 결합선로들 (a) 띠선로 (b) 미세띠선로 (c) 광측(broadside) 띠선로

205 < 표 3-3-8> 결합구조별특성

206 제4 절신호원(Source) mm 파대의신호원는크게튜브형태와반도체형으로구분할수있다. 일반적으로튜브형태는고출력이지만반도체에비해크기가크고고가이다. ( 그림 3-4-1) 은튜브형태신호원들의사용주파수와출력의한계를나타낸것이다. 튜브형태의소자들은일반적으로파장이짧아질수록정밀하게가공하기가무척어렵고, 높은양극(anode) 전압과, 빔을모으기위한높은자력과특수한전자총이필요하다. 그러므로최근들어서는반도체형소자들의출력파워가높아지고사용주파수가높아짐에따라, 낮은전압에서동작하며전자총이나, 강한자력이필요없는반도체량소자들을많이사용하는추세이다. ( 그림 3-4-2) 는반도체형소자들의사용주파수와출력한계를나타낸것이다. 그러나아직은반도체형소자들의출력이튜브형태에비해매우적으므로, 출력집결 (power combining) 기술에의해여러소자들의출력을모아서활용하고있다. 여기서는반도체형소자들을이용한발진기의기본적이론과구성에따른일반적인특성및출력집결기술을소개하기로한다. ( 그림 3-4-1) 튜브(tube) 소자들의주파수에따른출력현황

207 ( 그림 3-4-2) 반도체형소자들의주파수에따른출력현황

208 1. 반도체형발진기이론 ( 그림 3-4-3) 은능동소자와공진기로구성원 mm 파용발진기를나타낸것이다. 정상상태에서고조파성분들을무시하면소자에흐르는전류는식(3-4-1) 과같이나타낼수있다. (3-4-1) 소자의임피던스를 Z( A) 라하면 (3-4-2) (3-4-3) 로나타낼수있다. 또한 Z( ω)=r+jx( ω) 를회로의임피던스라면회로양단의전압 vc는다 음과같다. (3-4-4) (3-4-5) (3-4-6) 따라서정상상태의발진을위해서는 Z (ω)= Z ( A ) 를만족해야한다. 즉, 회로의전류임 피던스 Z( ω) 와소자임피던스 Z( A) 의 ω와 A의변화에따른궤적이서로만나는점이동작 주파수와크기가된다. ( 그림 3-4-3) 대표적인발진기의구조 만일 A 와 φ가시간에따라천천히변화하며, 고조파성분들이아주적다면식(3-4-4) Z( ω) 내에 ω가다음과같이대치되어도무방하다

209 (3-4-7) dφ dt 와 1 da A dt 가 ω에비해매우, 적다고가정하였으므로 (3-4-8) 로전개할수있으며, 여기서 Z ( ω) 은 ω에대한 Z( ω) 의미분값을나타낸다. 발진기의안정성과잡음Z( ω) 주사잠김(Injection Locking) 현상들을알아보기위하여발진기회로내에전압원v(t) 를부가해볼수있다. 그러면식(3-4-5) 는다음과같이된다. (3-4-9) 식(3-4-3), 식(3-4-4), 식(3-4-8) 를식(3-4-9) 에대입하고 RF 순환주기에대해적분을 하게되면 (3-4-10) (3-4-11) 여기서, (3-4-12) (3-4-13) 여기서 τ는 RF 순환주기의시간을나타낸다. 식(3-4-10) 과식(3-4-11) 이정상상태에서의자유수행발진기(Free Running Oscillator) 의동작점의안정성을연구하는데이용된다. v dλ (), ι dι, dφ dι 가모두 0 이고 A 가정상상태주파수 ω 0에서 A 0 이던것이 δa만큼변화했다면소자의레지스턴스와리액턴스의포화인자(saturation Factor) 를다음과같이정의한다

210 (3-4-14) (3-4-15) 식(3-4-10) 과식(3-4-11) 로부터다음식들이얻어진다. (3-4-16) (3-4-17) 위두식들로부터다음식을얻을수있다. (3-4-18) ( 그림 3-4-4) 의 θ와 φ에따른 Z( ω) 와 Z( A) 의궤적으로부터포화인자와 R'(ω 0 ) 와 X'(ω 0 ) 를 다음과같이나타낼수있다. (3-4-19) (3-4-20) (3-4-21) (3-4-22) ( 그림 3-4-4) θ와 ϕ 에따른Z( ω) 와 Z( A) 궤적

211 그런데인접하려면시간에따른 δa 는감소하므로, 이어야하고, 이것을다시식(3-4-18)~ 식(3-4-21) 까지를이용하여 (3-4-23) 이된다. 그러므로 sin( θ+ ϕ ) 는 0 보다커야하고, 즉임피던스궤적도에서소자궤적의방향 으로부터회로임피던스궤적으로의각도가180 보다작아야안정된동작을할수있다. 한 편잡음은교차각이0 나180 에가까우면잡음량이증가하게된다

212 2. IMPATT IMPATT는그구조에따라 SDR(Single drift region) 과 DDR(Double drift region) 로구분 하며각각의구조및등가회로를 ( 그림 3-4-5) 에나타내었다. ( 그림 3-4-5) IMPATT Diode의구조및등가회로 일반적으로 DDR구조가주어진임피던스레벨에대해 SDR구조에비해접합면적을크게할수있고두개의 Drift 영역이있어좀더높은출력을낼수있다. 그러나 DDR IMPATT는만들기가어렵기때문에가격이비싸다

213 ( 그림 3-4-6) 은 IMPATT 다이오드의레지스턴스와리액턴스을나타낸다. 이러한 IMPATT 다이오드는증폭기의소자로서또는발진기의소자로서활용될수있는데여기서는발진기 소자로서의활용에대해검토한다. ( 그림 3-4-7) 은 mm파용 IMPATT 다이오드의외장구 조및등가회로를나타낸것이다. (a) 구성도 (b) 등가회로 ( 그림 3-4-7) mm파용 IMPATT 다이오드의 (a) 구성도 (b) 등가회로

214 가. 발진기의일반적이론소자의임피던스는기본주파수에대해다음과같이나타낼수있다. (3-4-24) (3-4-25) 여기서 I rf 는 RF 전류의기본주파수의크기를나타낸다. 소자의임피던스는주파수, DC 전류,RF 전류, 온도등의함수이므로Z D 는다음과같이나타낼수있다. 일반적인발진기의회로는 ( 그림 3-4-8) 에나타내었다. (3-4-26) ( 그림 3-4-8) 일반적인발진기회로 여기서는소자의임피던스이고 Z c 는회로의임피던스이다. 여기서임피던스변환회로는다이오드의외장과내재회로를포함한것이다. Z c 는다음과같이나타낼수있다. (3-4-27) 이경우발진은다음의조건에서이루어지게된다. (3-4-28) 그러므로발진주파수 f o 에서 (3-4-29)

215 (3-4-30) (3-4-31) 이므로, 발진주파수는식(3-4-31) 에서구해질수있고, 발진출력은식(3-4-30) 의조건에의해제어된다. ( 그림 3-4-9) 는도파관형태의 IMPATT 다이오드를이용한발진기회로들의예를나타낸것이고, ( 그림 ) 은미세띠형태의다양한발진기들의구조를나타낸것이다. ( 그림 3-4-9) 도파관형태의 IMPATT 다이오드를이용한mm파용발진기들의예

216 (a) (b) (c) ( 그림 ) 미세띠형태의 IMPATT 발진기구성예

217 나. 연속형(CW) 발진기의성능 ( 그림 ) 연속형 IMPATT 발진기의주파수별출력현황 ( 그림 ) 은 Silicon과 GaAs 연속형발진기의주파수별출력현황을나타낸것이다. IMPATT 다이오드는부성저항(Negative Resistance) 를나타내므로기계적조정이나 Bias 조정방법에의해넓은주파수범위에서발진주파수의조정이가능하다

218 다. 펄스형(Pulsed) 발진기의성능펄스형발진기의가장중요한요소는최대펄스폭과펄스의점유율(Duty factor) 이다. IMPATT 소자는온도시간상수가작기때문에펄스시간동안급격히접합면(junction) 에서온도가상승하므로, 높은최대출력을얻기위해서는펄스폭을 100ns 이하로해야되고, 펄스점유율이 1% 이하이어야한다. 펄스형발진기의또하나의중요한특징은펄스시간동안접합면의온도상승으로인한임피던스의변화로말미암아 1GHz정도의주파수 Chirping 현상이발생한다는것이다. ( 그림 ) 는주파수대별최대펄스출력을나타낸다. ( 그림 ) 펄스형 IMPATT 발진기의주파수별최대출력 ( 펄스폭 : 100ns, 펄스반복률 : 20-50kHz)

219 3. GUNN IMPATT 다이오드가고출력소자로서송신부분에많이쓰이는반면 GUNN 다이오드는저 잡음수신기회로의국부발진기로많이활용된다. mm파대에서 GUNN 다이오드는 GaAs로 많이만들이지나mm파대에서는 InP 로만들어진것들이성능면에서우수한특성들을갖는다. GUNN 다이오드는 IMPATT 다이오드와는달리접합면효과의소자가아니고벌크(Bulk) 효과소자이다. 전자장의세기가한계치를초과하게되면전자의운동속도가감소함으로인 해발생하는부성전도특성이발진이나증폭의요인으로이용된다. < 표 3-4-1> 은 GaAs 와 InP를이용한 GUNN 다이오드의특성을비교한것이다. 첨두대계곡전압비 (V p /V v ) 는 GUNN 발진기의효율을결정한다. 그러므로 InP로된 GUNN 다이오드가효율이높고발진주파수도 GaAs에비해두배나높다. 한편, 잡음면에있어서도 InP가 GaAs 에비해높은임계전장값을가지므로, 전장값이높아질수록잡음레벨이감소하는특성으로인해잡음이적다. 또한제조공정에있어서도 InP 가 GaAs 에비해활성영역이두배로크므로제조하기가쉽다. < 표 3-4-1> GaAs와 InP의 GUNN 특성

220 가. 동작형태 GUNN 다이오드에서전장이인계치값을초과할때고전계영역이음극(Cathode) 부근에형성되며, 이것은물질내에나머지전계들을감소시키고, 일정한인가전압에대해전류가최대치의 2/3 정도로감소시키게된다. 고전계영역은전극을통과하여양극(anode) 에서사라진다. 이와같은과정들이 ( 그림 ) 에나타나있는데, 여기서음전하의축적이 A지점에서랜덤잡음의변화나도핑의불균일에의해발생했다고가정하였다. ( 그림 ) 바이어스된 GaAs에서전자의축적 이것은 ( 그림 ) 에서와같이전계를생성하고축적영역의오른쪽일수록전계가높으므로전자의속도가늦어지고이전자가양극에도달할때까지이러한현상이계속된다. GUNN에서발진주파수는 f 는식(3-4-32) 과같이된다. (3-4-32)

221 1) 공진 GUNN 모드 이모드에서소자는통과시간과같은공진주파수를가진다. 이경우이고, 효율은 10% 이하 이다. 2) 지연모드(Inhibited 모드또는 Delayed 모드) 공진회로의임피던스가증가되어전계의세기가유지전계(Sustaining Electrical Field) 보 다는높고, 임계전계이하로떨어질때발생하며, 이경우이되며효율은 27% 정도로높아 진다. 3) 억압영역모드(Quenched Domain mode) Bias 전계가주기의음의부분동안유지전계보다작아지게되었을때발생하며발진주파 수가통과시간에해당되는주파수의몇배까지가능하다. 효율은 13% 까지이론적으로가능 하다. 4) LSA 모드 LSA(Limited Space-charge Accumulation) 모드는 발진주파수가 아주 높이며, 효율도 18-23% 정도이론적으로가능하고출력도높다. ( 그림 ) GUNN 발진기의동작모드

222 나. 등가회로 1) 영역(Domain) 모드 ( 그림 ) Domain 모드에서의 GUNN의등과회로 2) LSA 모드 ( 그림 ) LSA 모드에서의 Gunn의등가회로 다. 발진회로일반적으로 Gunn 다이오드를이용한발진기회로는 IMPATT 다이오드를이용하는경우와동일하다. 즉도파관을이용하는경우도파관공진기내에외장된다이오드를봉끝에부착하여이용하여, 미세띠선로를이용하는경우잡음특성은좀나빠도, 광대역이며, 소형, 경량을요구하는경우에주로이용한다

223 4. 전력집결기(Power Combiner) IMPATT 다이오드는mm파대의반도체형발진소자는가장출력이좋으나단일소자로는출력이낮기때문에여러소자들의출력을집결하여높은출력을달성할수있다. 이와같은전력집결기술은 ( 그림 3-4-l7) 과같이분류할수있다. ( 그림 ) 전력집결기술의분류

224 가. 공진공동집결기(Resonator Cavity Combiner) ( 그림 ) 은 Kurokawa와 Magelhaes에의해제안된구형도파관공진기형전력집결기이다. 여기서각다이오드는동축선로의끝에부착되었으며도파관공진기의측벽에서자계에의해결합된다. 그리고동축선로의다음한끝은뾰쪽한흡수체에연결되었는데이는스퓨리어스발진을막아주는역할을하게된다. 도파관공진기에잘결합되기위해서동축선로들은자계의최대치간의거리가간격으로기리를유지하여배열되어야한다. ( 그림 ) Kurokawa 도파관형집결기

225 나. 변향결합집결기(Hybrid-Coupled Combiner) 공진기형집결기와는달리변향결합집결기(hybrid-coupled combiner) 는좀더넓은대역폭을가지므로개별소자의특성에관계없이설계할수있다. ( 그림 ) 는 3-dB 변향결합집결기의구성도롤나타낸것이다. 집결기는항상적절한위상의배치를위해주사잠김상태에서동작한다. 입력신호가포트 1 로인가되면, 1 출력은포트 2 로만결합된다. 그리고포트 3,4는포트 1 로부터는무관하게된다. 만일포트 2, 3이정합된증폭키짝에의해중단되었다면포트 1 에서더해지고포트 1 에서는두반사파의위상차에의해상쇄된다. ( 그림 ) 변향결합집결기의개념도 ( 그림 ) V-밴드 2단 IMPATT 증폭키/ 집결기블럭도

226 다. 기타집결기술 ( 그림 ) 은칲단계집결기(Chip-level combiner) 의예를나타낸것이다. 칲단계집결기의기본적인제한요인은회로의임피던스정합과소자간의영향이다. (a) (b) (a) chip-level power combining geometries, (b) power combining ( 그림 ) 칲단계집결기 또하나의방법은어레이배열을이용하여결합하는방법이다. ( 그림 ) 는 35GHz의 공간적집결기의구성도를나타낸것이다

227 ( 그림 ) 공간적집결기의블럭도와안테나배열도

228 제5절능동소자및회로 1. 증폭기 사용하는소자의종류에따라증폭기의종류를나누어보면 2 단자증폭기, 3단자증폭기로 나누어볼수있다. 2단자증폭기는반사형증폭기또는부성저항증폭기라고도하며 Gunn 다이오드, 애벌린치 (avalanche) 다이오드등은사용한다. 이러한증폭기에서는입력포트와출력포트를분리 시키기위한하이브리드나씨큘레이터가필요하다. < 표 3-5-1> 에각종다이오드를이용한 증폭기의특성을나타내었다. (a) 단일종단증폭기 (b) 평형증폭기 ( 그림 3-5-1) 구조에따른증폭기의종류

229 < 표 3-5-1> Gunn, BARITT, IMPATT, FET 증폭기비교표 특성 동작주파수 바이어스전압 효율 잡음지수 전력 이득 안정도 증폭기특성 FET < BARITT < Gunn < IMPATT FET < Gunn < BARITT < IMPATT BARITT < Gunn < IMPATT < FET FET<BARITT<Gunn<IMPATT BARITT < FET < Gunn < IMPATT 대역폭 BARITT < IMPATT < Gunn < FET BARITT < IMPATT < Gunn < FET < 표 3-5-2> 3단자밀리파증폭소자의특성비교 항목 MESFET HEMT HBT 결론 소신호 f T L M H HBT가가장고속임 f max M H L HEMT가가장높음 이득 대역폭 M H H HEMT가높은주파수에서광대역동 작에최적 잡음지수 M L H HEMT가 LNA에최적 위상잡음 M H L HBT가 VCO에최적 g m /g o L M H HBT가선형성이좋은증폭기에최적 IP 3 /P DC H M H 높은주파수에서는 MESFET 가, 낮은주파수에서는 HBT가최적 V th 균일성 L M H HBT가아날로그 LSI에최적 비가역성 H M L HBT가 S/H에최적 대신호 컬렉터효율 M H H HBT가잠정적으로최고 전력밀도 M M H HBT가잠정적으로최고 H: 고 M: 중 L: 저

230 3단자 증폭기는 MESFET, HEMT(High Electron Mobility Transistor), HBT(Heterojunction Bipolar Transistor) 를이용한다. 이러한소자를이용하는증폭기에서 는입력, 출력임피던스정합회로가필요하다. 밀리파에서사용되는이들세소자의특성을 < 표 3-5-2> 에나타내었다. 증폭기를구조에따라나누어보면단일종단(single ended) 증폭기, 평형(balanced) 증폭기 로나누어볼수있다. ( 그림3-5-1) 에두증폭기의구조를나타내었다. 평형증폭기는특성이같은두단일종단증폭기를하이브리드커플러를사용하여평형회로 로결합한구조로서, 두개의소자가사용되며커플러손실이있지만다음과같은여러가 지장점이있다. 우수한안정성, 최소의각증폭단간영향, 우수한입력및출력 VSWR 특 성. 따라서평형회로는광대역특성을가질수있다. 이외에도두개의증폭소자가하나 의신호를반씩나누어증폭하므로이득억압특성, 상호변조특성이단일종단증폭기보 다우수하다. 가. 반사형증폭기반사형증폭기에사용될수있는 2단자부성저항소자에는 Gunn 다이오드, IMPATT 다이 오드,BARITT 다이오드가있다. ( 그림 3-5-2) 에하이브리드로커플시킨증폭기의구조를나타내었다. 이러한구조의증폭 기에서는두증폭기의특성이진폭과위상에있어서똑같아야한다. 만약그렇지않으면포 트 2, 3에서반사된신호가포트 1 에서완전히상쇄되지않고역으로커플된다. 과거에여러하이브리드커플된증폭기가도파관, 마이크로스트립선로를이용하여제작되 었다. 1977년 보고된 바에 의하면 27~40GHz의 넓은 대역에서 20dB의 이득과 15.6~16.5dB의잡음지수특성을가진증폭기를 InP Gunn 다이오드를이용하여구현하였 다

231 ( 그림 3-5-3) 과같이써큘레이터를이용하여 3단광대역증폭기를구현한예도보고되었다. 그림에서알수있는바와같이증폭회로의각단은아이솔레이터와써큘레이터로써분리된다. 이증폭기는 54~58GHz 사이에서동작하며 15dB 이득, 100mW 출력전력을가진다. 1dB 억압점은 12dBm, 소신호이득은 30dB, 잡음지수는 15.5~16.5dB 였다. ( 그림 3-5-2) 하이브리드커플된증폭기의구조 ( 그림 3-5-3) 3단부성저항증폭기의구성도

232 ( 그림 3-5-4) 와같이 IMPATT 다이오드를이용하여단일증폭기를만든후여러개의단일증폭기를결합하는방법이 1976 년에개발되었다. 첫단은 2개의 IMPATT 증폭기를, 2단에서는 4개의 IMPATT 증폭기를 3dB 하이브리드커플러를이용하여결합시켰다. 이증폭기의전달특성을 ( 그림 3-5-5) 에나타내었다. 소신호이득은, 6GHz의대역폭에대해 3dB 리플을가진 21dB 였다. 59GHz에서의포화출력은 0.98W 였으며, 이때이득은 9dB 였다. 0.5W 출력레벨에서이득은 16dB 였다. 이들의연구에의하면, 선형 IMPATT 증폭기의동작영역을넓히려면소신호이득을작게잡아야한다는것이밝혀졌다. 소신호이득을작게하면상호변조직도최소화할수있다고한다. 나.HEMT증폭기 3단자소자중현재가장각광받는소자인 HEMT 는동작주파수가가장높고, 잡음지수특성도우수하며, 밀리파 MMIC 를만드는데도유용하다. < 표 3-5-3> 에 1987년현재 HEMT 의잡음지수특성을나타내었으며 < 표 3-5-4> 에전력특성을나타내었다. < 표 3-5-3> HEMT의잡음지수특성

233 ( 그림 3-5-4) 하이브리드커플된증폭기를이용한고출력증폭기의구조 ( 그림 3-5-5) 2단 IMPATT 증폭기/ 결합기의전력전달특성

234 < 표 3-5-4> HEMT의전력특성 다음에는이제까지개발된여러가지형태의 HEMT 증폭기개발사례를기술하였다. o 40GHz 3단증폭기 1986 년, 마이크로스트림제작기법을이용하여 TRW의 HEMT를사용한 3단 40GHz대저 잡음증폭기가구현되었다. 이증폭기는단일종단증폭기를 3단으로연결하여구성하였으 며, 잡음지수와이득을최적화하기위하여각단사이에통상적으로사용되는아이솔레이터 또는하이브리드를사용하지않았다. 이증폭기의이득, 잡음지수특성을 ( 그림 3-5-6) 에 나타내었다. o 60, 70GHz 증폭기 게이트의규격이 0.25 μm 80μm인 HEMT를이용하여 56~62GH대역에서동작하는증폭기를 구현하였다. 이증폭기의이득특성을 ( 그림 3-5-7) 에나타내었다. 그림에서알수있는바 와 같이 이득은 4.5~6.5dB 였으며, 57.5GHz에서의 잡음지수는 6.0dB, 1dB 억압점은 8.5dBm 이었다

235 60GHz 대설계기술을, 이용하여 70GHz대 HEMT 증폭기를제작하였다. 이증폭기는 1단으로서, 70.0GHz에서의잡음지수는 7.8dB, 1dB 억압점은 7.5dBm 이었다. 7GHz대증폭기의이득특성을( 그림3-5-8) 에나타내었다. ( 그림 3-5-6) 3단증폭기의이득과잡음지수 ( 그림 3-5-7) 60GHz HEMT 증폭기의이득

236 ( 그림 3-5-8) 70GHz HEMT 증폭기의이득 o 94GHz 1단증폭기 HEMT를사용하여 94GHz 1 단증폭기를개발하였다. 회로해석을위해사용할 HEMT의특성을측정하고자 94GHz 마이크로스트립시험대를개발하였다. 이시험대는 0.13mm두께의석영기판상에제작된 50Ω 마이크로스트립전송선로와도파관의변환을위해최적화된형태의전계프로브를이용한다. 94GHz에서시험대전체에의한손실은 2.0dB 였으며, 반사손실은, 20dB 이상이었다. 개발된증폭기는 3.6dB 이득을보였으며, 2dB 이득시 3.4mW 의출력전력을제공할수있었다. o 광대역 HEMT평형증폭기 Lange 커플러와 HEMT 를이용하여하이브리드평형증폭기가구현되었다. 이회로에사용된기판은 εr=10.0±2% 이고두께가 15mil 인알루미나이며, 레이저로미세조정된 NiCr 박막저항, 1.5 x10-4 in Au plate 도사용되었다. Lange 커플러는 1.8mil 의선폭, 0.8mil 간격을가진 four finger interdigitated design 이다. 측정된이득, 잡음지수특성을 ( 그림 3-5-9) 에나타내었다. 이득은 GHz 대역에서 9.7±0.5dB, 잡음지수는 3.8dB 이하였다. 반사손실은 20dB 이상으로서우수하였다. 1dB 억 압점은 +13dBm, 전력인가효율은 17% 였다

237 ( 그림 3-5-9) 광대역 HEMT 평형증폭기의측정된이득및잡음지수 ( 그림 ) GaAs FET와 HEMT의드레인전류에따른 12GHz 에서의잡음지수, 이득의변화 유사한구조로 Avantek GaAs FET 를이용하여평형증폭기를제작하였다. 측정결과이득은 6.0dB±0.5dB, 잡음지수는 62dB였으며 DC 소모전력은 330mW 였다. 따라서 HEMT가 GaAs FET 보다우수한성능을가지고있다고볼수있다. ( 그림 ) 에 GaAs FET와 HEMT 의잡음지수, 이득비교그래프를나타내었다. o InGaAs Pseudomorphic HEMT을이용한밀리파전력증폭기과거에사용해오던전력 HEMT인 AlGaAs/GaAs heterojunction 보다성능이우수한 InGaAs pseudomorphic HEMT 를개발하였다. InGaAs pseudomorphic HEMT는 InGaAs 층을 AlGaAs층과 buffer layer사이에얇은 InGaAs층을삽입하여전지이동특성을개선한 것이다. 개발한 HEMT 의전력시험결과를 < 표 3-5-5> 에나타내었다

238 표에서도알수있는바와같이 60GHz에서의출력전력이 100mW 이며, 이것은종래의 HEMT 구조의경우보다두배큰전력이다 년현재의밀리파트랜지스터의효율을 ( 그림 ) 에요약하였다. 현재까지는 pseudomorphic HEMT 가가장효율이높음을알수있다. < 표 3-5-5> μm DH pseudomorphic HEMT의측정성능 ( 그림 ) 가장우수한것으로보고된밀리파트랜지스터의효율 < 표 3-5-6> 실온에서 0.25μm HEMT의잡음성능 ( 그림 ) Ka밴드 2단 HEMT LNA의잡음및이득특성

239 o Ka 밴드, V밴드 HEMT저잡음증폭기 HEMT 는, GaAs 보다저잡음이며, 따라서저잡음증폭기에응용할경우모놀리딕으로집적화하기도적합하므로, 저가격, 저잡음밀리파수신기에적합하다. 여기에서는 HEMT를이용하여 Ka 밴드, V 밴드증폭기를구현한예에대해서설명한다. 여기에서개발한 HEMT는게이트길이가 0.25μm인 AlGaAs/GaAs HEMT 이다. 이 HEMT 의잡음성능을 < 표 3-5-6> 에나타내었다. <Ka 밴드증폭기> 0.25 x 75μm HEMT를이용하여 2 단, 3 단저잡음증폭기를제작하였다. 입력, 출력및각단사이의정합회로는 10mil 석영기판상에 Tan 박막저항과 TiWAu 패턴을사용하여설계되었다. 저손실 DC 차단이가능하고안정도를높이기위하여에지커플대칭마이크로스트립 DC 차단회로가사용되었다. 제작한 2 단증폭기의특성을 ( 그림 ) 에나타내었다. 평균잡음지수는 GHz에대해서 2dB 의잡음지수를보였다. 32GHz에서는 17dB 이득시 1.7dB 잡음지수를나타내었다. 이득은 29 34GHz에서 17.0±0.5dB 이다. 증폭기의이득억압특성을 ( 그림 ) 에나타내었다. ( 그림 ) 는 26.5~37GHz에서 3 단증폭기의잡음, 이득특성을보여주는그림이다. 이저잡음, 중폭기는 26.5~37GHz에서 23.5dB±1.5dB 의이득특성을가지고있으며, 잡음지수는 29~36GHz에서 2dB 의평탄한특성을보여주고있다. 설계주파수인 32GHz에서는 24dB 의이득, 1.9dB 의잡음지수를나타내었다. <V 밴드증폭기> 0.25 x 75μm HEMT를이용하여 2 단, 3 단증폭기를 ( 그림 ) 과같이설계, 제작하였다. 도파관- 마이크로스트립변환에는전계프로브가사용되었다. 최상의변환을위해시험기안에는마이크로스트립회로와조정가능한백쇼트가설치되어있다

240 ( 그림 ) Ka 밴드 2단 HEMT LNA 에대한입력전력대출력 ( 그림 ) Ka밴드 3단 HEMT LNA의 잡음및이득특성 ( 그림 ) V 밴드 2 단, 3단 HEMT LNA ( 그림 ) V밴드 2단 HEMT LNA 의잡음및이득특성

241 2개의에지커플선로를포함한 50Ω through line을가지고있는 V밴드시험기는시험주 파수밴드에서 1dB 삽입손실, 약 20dB 의입력반사손실을보여주었다. 각단의단일종 단증폭기는직접연결되었다. 바이어스회로는고임피던스, 저임피던스 λ/4 전송선로, 본딩 선, 칩커패시터, 저항키를이용하여수 MHz부터 100GHz까지무조건안정상태가되도록 설계되었다. 2단증폭기의최소잡음지수는 61GHz에서 12.7dB 이득시 3.2dB 이다. 또한 58 65GHz 에서잡음지수는 4dB 이하이며, 12.7±0.5dB 의이득특성을보여주었다. LNA의입력반사 손실은 56GHz~64GHz에서약 10dB 이다. 이값은 GaAs FET LNA의반사손실보다훨씬 우수한성능이다. 1dB 억압점은 +8dBm 이었다. 최대출력(+11dBm) 9dB 이득시전력인가 효율은 20% 이다. ( 그림 ) V 밴드 3단 HEMT LNA의입력전력대출력전력 ( 그림 ) V밴드 3단 HEMT LNA의잡음및이득특성

242 3단 HEMT 증폭기에서, 처음 2단은 50μm HEMT 를, 3단째는 75μm HEMT 를사용하였다. 증폭기는 55 62GHz 를커버하도록최적화되었으며, 그특성을 ( 그림 , 18) 에나타내었다. 이득레벨은 19.0±2dB, 잡음지수는 4.5dB 이하였다. LNA는 60GHz에서 20dB 이득, 3.6dB 잡음지수를보여주었다. 1dB 억압점은 +7.0dBm 이었다. 2. 혼합기마이크로파이상의주파수에서수신기의감도는혼합시의성능에크게의존한다. 최근까지 50GHz이하에서는시스템잡음지수향상을위해서저잡음 GaAs FET 증폭기를이용하나, 그이상의주파수에서는주파수변환에이용되는다이오드가유일한소자였다. 혼합기를구조에따라분류하면다음과같이세가지형태로분류할수있다. - 단일종단혼합기 - 단일평형혼합기 - 이중평형혼합기 ( 그림 ) 에그구조를나타내었다. 가. 각종혼합기의특징단일종단형태의혼합기는다이오드가한개만사용되며다른구조에비해회로가간단하다. 다이오드가한개만사용되므로변환손실이작으며, 특히 balun이나트랜스포미가제작하기어렵거나실용적이지못한주파수에서는매우유리하다. 또한 LO 전력이작아도된다. 구조상 RF와 LO의격리가없으나 RF, LO, IF 주파수간격이클경우에는후단에설치한여파기가필요한격리성능을제공할수있다. 이구조의단점으로는종단(termination) 에민감하고, 스퓨리어스가억압되지않으며, 큰신호에대한감내성이작고, RF 여파기와혼합기다이오드사이의간격때문에협대역특성을갖는다는것이다

243 (a) (b) (c) ( 그림 ) 혼합기의일반적인구조 (a) 단일종단 (b) 단일평형 (c) 이중평형

244 단일평형구조의혼합기는단일종단구조보다조금높은변환손실을가진다. RF신호가두다이오드로나누어지므로신호전력취급능력은더우수하다. 그러나두개의다이오드가사용되므로더큰 LO 전력을필요로한다. 구조가평형형태이므로포트간의격리특성을어느정도얻을수있으며,RF와 LO 에의한스퓨리어스억압특성도있다. 이중평형구조는세가지의혼합기중신호처리능력, 포트간격리도, 스퓨리어스억압특성이가장우수하다. 그러나변환손실이크고 LO 의전력이커야한다. 그러나 EW 분야의경우처럼강한신호환경하에서는감도에서손해를보더라도스퓨리어스억압특성, 큰신호처리능력을이용하게된다. 모놀리딕혼합기회로는개발비용은높으나대량생산시저가격생산이가능하고, 소형경량화할수있다. 제작비용은향후낮아질것이나, 보통 FET 혼합기를선호한다. 광대역평면형 balun의구현이어렵기때문에고리형또는스타형혼합기와같은전통적인다이오드설계는종종실용적이지못하다. 모놀리딕다이오드혼합기의구현에있어또하나의난점은고품질다이오드제작의어려움이다. 가장보편화된모놀리딕다이오드제작방법은 FET의게이트- 채널접합을이용하는것이다. 그러나그러한다이오드는앞으로긴구조를가지고있으며, MMIC의에페택셜층은다이오드가아니라 FET를위해최적화되었기때문에비교적직렬저항이높다. 따라서개별다이오드를사용한혼합기보다변환손실이크고잡음지수가높다. 여러종류의혼합기에대한일반적인성능비교를 < 표 3-5-7> 에나타내었다. 나. 혼합기용소자혼합기에사용할수있는소자는비선형특성이강하고, 개별소자간의특성이같아야하며, 저잡음, 저왜율, 적당한주파수응답을가져야한다. 마이크로파이상의주파수에서의혼합기에널리쓰이는다이오드에쇼트키다이오드가있다. 쇼트키다이오드는접합커패시턴 스, 직렬저항이작으며, I/V 특성이우수하다

245 < 표 3-5-7> 혼합기의구조에따른성능비교 Single-ended Single Balanced Double Balanced Conversion gain High Moderate Low Spurious performance None Moderate High Dynamic range Low Moderate High Isolation None Moderate High Pump power Low Moderate High Complexity Low Moderate High Bandwidth Narrow Wide Wide 현재직경 1μm 이하의고품질쇼트키다이오드가성공적으로개발되어 100GHz 이상까지의 혼합기개발이가능해졌다. 높은주파수에서의다이오드성능에있어 GaAs 는실리콘의경우보다전자이동도, 포화속 도특성때문에우위에있다. 이러한특성으로인해 GaAs 쇼트키다이오드는직렬저항과 접합용량이실리콘의경우보다더작다. 그러나가격은 GaAs 가비싸다. 최근에는 GaAs MMIC 기술의진보와더불어 FET 를혼합기에더많이이용한다. FET는다이오드를사용 한혼합기에필수적인비평면형 balun 구조가필요없으므로 MMIC 화하기좋으며, 변환손 실이동반되는다이오드혼합기와달리변환이득을얻을수있다. FET혼합기는밀리미터 영역까지잘동작하며 90GHz 이상에서도변환이득을얻을수있다. 이중게이트 FET 는단일게이트소자보다혼합기설계에유리하다. 가장중요한장점은 LO 신호와 RF 신호를두게이트에따로입력시킬수있으므로부가회로없이도 20dB 정도의 LO-RF 격리도를얻을수있다. 또한이중게이트 FET 혼합기는그들의 transconductance 가매우선형적인특성을가지므로왜율이낮다. 그러나잡음지수와변환이득은단일게이 트 FET 를이용한경우보다나쁘다

246 최근각광받는소자로는 HEMT 가있다. HEMT는이종접합물질상에 MESFET를성장시 킨 형태로서, GaAs 보다 전자 이동도 및 포화속도가 훨씬 빠르다. 그래서 HEMT는 MESFET 보다이득이높고잡음이낮다. 다. 단일다이오드혼합기 단일다이오드혼합기는밀리파대역이하에서는거의사용되고있지않으나모든혼합기, 특히평형또는여러개의다이오드를사용하는혼합기의설계에기본이된다. 밀리파혼합 기의가장일반적인형태는도파관에칩다이오드를실장한혼합기이다. 이러한구조의혼합 기를설계할때에는 RF, LO, IF 인가를위한임피던스, 다이오드, DC 바이어스의선택에 주의해야한다. ( 그림 ) 단일다이오드도파관혼합기의단면도

247 ( 그림 ) 에밀리파도파관혼합기의단면도를나타내었다. 칩다이오드를높이가축소 된도파관내에장착하고한쪽은금속선으로연결한다. 다이오드를도파관에정합시키기위 해다이오드뒤쪽에는이동도파관쇼트를설치한다. IF회로는동축선로를이용하여구현되 며다이오드는그끝에장착된다. 다이오드의바이어스는 IF 포트를통하여공급된다. 영상 신호강화를하고자할때는영상여파기를그림에는나타나있지않지만도파관테이퍼와 다이오드장착구조물사이에삽입한다. 도파관의높이는표준도파관의 4분의 1 크기로줄 인것이다. 다이오드에연결되는금속선의길이는접촉이양호한상태에서길이가가능한 한짧도록금속선지시봉을조절한다. 그래야그인덕턴스를최소화할수있다. 도파관 구조를다이오드의임피던스와정합시키려면도파관의높이와폭을조절하여다이오드의임 피던스와정합될수있는임피던스를만들어야한다. 영상신호강화혼합기의경우에는도 파관의차단주파수가영상신호보다충분히낮도록한다. IF 정합회로는 LO, RF, 영상주파 수를차단하고 IF 부하임피던스에정합되도록하는역할을한다. 보통 IF 주파수는도파관 의차단주파수보다훨씬낮은주파수를선택하여도파관정합회루가 IF 정합에영향을주 지않도록한다. ( 그림 ) 빔리드다이오드를이용한밀리파혼합기

248 빔리드다이오드를이용한밀리파혼합기의구조를 ( 그림 ) 에나타내었다. 금속선 접속칩다이오드대신에밀리파빔리드다이오드가사용되어야하는경우에는도파관에직 접장착시킬수없고, 대신에스트립전송선로회로에장착되어야한다. 여기에는주로마 이크로스트립, suspended 스트립선로가사용된다. 이회로에는여파기가세개사용되었 으며, 그여파기들은 suspended 스트립선로에구현되었으며, 다이오드도이기판상에장 착된다. 기판의 선택에 있어서, 알루미나 또는 fiberglass reinforced polytetrafluoroethylene 이사용되기도하지만, 주파수가높은경우에는 fused silica 기관 이선호된다. 빔리드다이오드는비교적직렬임피던스가낮기때문에정합이도파관혼합 기의경우보다쉽고, 더광대역이된다. 이회로에사용된여파기중 F 1 은 IF 여파기이며, F 2 는 LO 신호를다이오드로공급하면서 RF 신호를차단하는여파기이다. F 3 은, 기판의아 래끝을 LO 도파관의밑에접지시키기위한것이다. 마이크로스트립전송선로와빔리드다이오드를이용한혼합기를 ( 그림 ) 에나타내 었다. ( 그림 ) 단일다이오드마이크로스트립혼합기

249 마이크로스트립혼합기에하나의다이오드만사용하는경우는많지않으나, 단일평형혼합 기를재구성해보면두개의단일다이오드혼합기를하이브리드로조합한형태임을알수 있다. 이러한형태의혼합기에서는 IF 리턴과 DC/IF 블럭이필요하다. 그림에서알수있는 바와같이리턴은간단한스터브로구현되었으며, DC/IF 블럭은평행선로를이용하여구현 하였다. 이것이간단한칩커패시터를사용하는것보다더협대역이므로 IF 주파수에서더 큰임피던스를갖는다. 이러한단일다이오드혼합기는회로가단순하고소형이기때문에마이크로파수신기에이 용되는저가형혼합기로사용할수있다. 또한이러한형태의혼합기에서는다이오드의 Q 가낮기때문에비교적광대역으로만들수있다. 혼합기회로의대역폭은혼합기자체보다 도사용되는, 하이브리드나다른주변회로에의해제한된다. 라. 평형혼합기 평형혼합기에는단일평형혼합기, 이중평형혼합기가있다. 거의모든평형혼합기는이범주 안에속하며그들간의유일한차이점은하이브리드설계상의차이점밖에없다. 또한모든 평형혼합기회로는단일다이오드혼합기의등가회로로줄일수있다. 따라서설계시단일 다이오드혼합기설계이론을적용할수있다. 1) 단일평형혼합기 ( 그림 ) 에 180, 90 하이브리드를사용한단일평형혼합기의기본적인구조를나 타내었다. 거의모든단일평형혼합기는이러한두가지형태의범주에속하며기본적인특 징들도같다. 각설계방법간의성능차이는사용한하이브리드의구조, 정합회로의사용여부, DC 바이어스방법에기인한다. 평형혼합기의가장큰장점은스퓨리어스억압, LO 잡음억압특성일것이다. 특히밀리파 에서는 LO 신호원에잡음이많으므로 AM 잡음이밀리파수신기의잡음온도를결정짖는 수요요인이될수있다. 그러므로 AM 잡음억압특성은밀리파혼합기설계에중요한요 소이다

250 ( 그림 ) (a) 180, (b) 90 하이브리드를사용한단일평형혼합기 (a) (b) ( 그림 ) 핀라인단일평형혼합기 (a) (b)

251 단일평형혼합기의일종으로핀라인혼합기, 하이브리드링혼합기가있다. 핀라인을이용하면밀리파대역까지의혼합기회로를빔리드다이오드를이용하여비교적저렴하고쉽게제작할수있다. ( 그림 ) 에일반적인핀라인혼합기구조를나타내었다. 구조적으로볼때 RF 전압은다이오드에 out of phase 로인가되고, LO 전압은 in phase 로공급되므로, 이러한구조의혼합기는 180 하이브리드혼합기의일종으로볼수있다. 이혼합기에서도 RF-LO의격리도특성이매우좋으며, IF 블럭도 IF가 LO 주파수의약 10% 이하이면간단한인터디지탈 DC 블럭을이용하여구성이가능하다. 또한이회로에는주파수에민감한구조가사용되지않으므로광대역동작이가능하다. 그러나그림에서도알수있듯, 이회로는 DC 바이어스, 점합회로가사용되지않고있다. 그러므로여기에사용하는다이오드는튜닝없이도원하는성능을얻을수있을만큼충분히작은기생성분을가져야한다. 마이크로스트립하이브리드링혼합기도 180 하이브리드혼합기의일종이다. 이혼합기는다음과같은장점이있다: DC 바이어스를인가하기쉽다. 튜닝및정합이쉽다. 소형화할수있다. 이중평형혼합기보다 LO 전력낮아도된다. 30GHz 마이크로스트립혼합기회로를 ( 그림 ) 에나타내었다. LO은 26.5GHz, IF는 3.5GHz, RF 대역폭은약 1GHz 이다. 다이오드는 GaAs 빔리드다이오드이며바이어스를인가하였다. 기판은 0.01" 두께의 fused silica 이며, 도체는 75microinch 크롬- 금이다. 링하이브리드의중심주파수는 RF와 LO 사이의주파수가아니라 LO 주파수이다. 그렇게함으로써다이오드에정확하게 180 out of phase로인가될수있으므로스퓨리어스억압을최 대화할수있으며,RF포트로부터의 LO 누설을최소화할수있다

252 ( 그림 ) 30GHz 마이크로스트립하이브리드링혼합기 이혼합기의변환손실은 7.0dB였으며핀평도는 0.2dB 이내였다. IF VSWR은 IF 전대역에대해 2.0dB 이하였다. LO-RF, RF-IF 격리도는 34dB, LO-RF 격리도는 29dB 였다. 필요한 LO 전력은 6dBm, DC 바이어스는 1.3V, 4 ma였다. 2) 이중평형혼합기 1 18GHz에서가장보편적으로사용되는혼합기는고리형또는별형구조의이중평형혼합기이다. 이혼합기의장점은모든포트간에는격리되고, LO 잡음, 스퓨리어스신호의억압특성, 스퓨리어스응답및특정상호변조적으로억압특성, 극히넓은동작대역을갖는다는것이다. 이에비해단점으로는적어도 4 개의다이오드와하이브리드가필요하며, 더큰 LO 전력을필요로하고, 변환손실이다른혼합기에비해더높다는것이다. ( 그림 ) 에이중평형다이오드링혼합기의구조를, ( 그림 ) 에별형혼합기의구조를나타내었다

253 ( 그림 ) 이중평형다이오드링혼합기 ( 그림 ) 이상적인별형혼합기

254 3) 서브하모닉혼합기어떤응용목적에있어서는국부발진기가비싸거나사용하기어렵거나, 발진시키는자체가불가능한경우가있다. 특히밀리파혼합기의변환손실, 잡음성능은혼합기자체의능력에의해서라기보다 LO 전력의부족이나 LO 잡음의과도함에의해서제한될수도있다. 이러한경우에는 LO 주파수의 1/2 되는주파수를가진 DO 신호를이용하여기본 LO 주파수를이용하여혼합시킨것과동일한효과를얻을수있는서브하모닉혼합기가유용하다. 이혼합기는접합컨덕턴스파형의 2차고조파를이용하므로 LO의주파수는다른혼합기에서사용하는기본주파수의반이면된다. 서브하모닉혼합기는기본혼합기에비해 1 또는 2dB 정도밖에뒤떨어지지않는좋은변환손실특성을가지고있다. 설령변환손실이크다하더라도 LO 잡음, 전력이문제가되는경우에는서브하모닉혼합기롤이용한다. 단일혼합기를사용하여도서브하모닉동작을얻을수있으나 2차고조파응답보다보통더큰기본혼합응답이여러가지좋지않은특성을야기하므로, ( 그림 ) 과같이서브하모닉혼합기는두다이오드를역병렬로연결하여구성한다. 두다이오드의특성이동일하다고할때이렇게다이오드를연결하여동작시키면혼합후기본성분이생기지않는다. ( 그림 ) 역병렬다이오드쌍을이용한서브하모닉혼합기

255 또한 RF 신호와 LO 신호, IF 신호포트에는이들신호들을분리시키기위해여파기가사용 되는데, RF 신호주파수와 LO 신호주파수는약 2배차이가나므로이들여파기를구현하 기도어렵지않다. 다른평형혼합기들과마찬가지로, 서브하모닉혼합기를성공적으로동작시키려면회로의균 형이매우좋아야하며, 특히다이오드와그에관련된모든기생성분들의특성이동일해야 한다. 매우높은주파수에서는이러한균형을맞추기가쉽지않다. 예를들면, 두다이오드 의연결금속선의길이가조금만달라도밀리파혼합기의성능에심각한영향을준다. 더나 아가, 도트매트릭스다이오드를한도파관내에서역병렬로장착하고연결하는데에는기계 적으로어려운문제를야기한다. 이러한이유로밀리파빔리드다이오드가서브하모닉혼합 기에는선호된다. 어느제조회사는역병렬로배치된다이오드를한조로만들어서판매하기 도한다. 서브하모닉혼합기도기본혼합주파수근처의 LO 잡음을억압하며, LO 의홀수차고조파, RF 신호의짝수차고조파와관련된스퓨리어스응답을억압하는특성이있다. 서브하모닉 혼합기설계와변환손실계산은단일다이오드혼합기의경우와비슷하다. 그러나다이오드 의바이어스가인가되지않으므로,RF,IF 정합회로에더큰조정여유를두어야한다. 마.FET혼합기 소자기술의발달에힘입어밀리파대역까지 FET 를혼합기에사용할수있게되었다. FET 혼합기는왜곡레벨, 대역폭, 안정도면에서다이오드혼합기에필적할만하며잡음지수는더 낮게할수있고, 변환이득도얻을수있는장점이있다. 쇼트키다이오드혼합기는그성 능에있어거의한계에도달한반면, FET에있어서는 HEMT같은고성능 FET들이개발되 어 FET 혼합기의잡음지수와이득을개선하는데기여하고있다. 또한다이오드와달리 FET는그공정이 MMIC에이용될수있으므로 FET 혼합기에더많은관심이모아지고있 다

256 FET에는단일게이트 FET와이중게이트 FET 가있다. 초기마이크로파 FET 혼합기에는주로이중게이트혼합기를사용하였다. 이중게이트 FET 혼합기는 LO-RF 격리도가우수하며단일게이트혼합기보다왜곡이더낮다. 단일게이트 FET 혼합기는이중게이트 FET 혼합기보다잡음온도, 변환이득특성이좋은장점이있다. ( 그림 ) 에 8GHz대단일게이트마이크로스트립 FET 혼합기의설계예를나타내었다. ( 그림 ), ( 그림 ) 에설계한혼합기의변환이득과잡음지수를나타내었다. ( 그림 ) 에이중게이트 FET 혼합기의구조를나타내었다. FET 도단일평형혼합기, 이중평형혼합기의구성이가능하다 년도에보고된바에의하면, TRW의 HEMT 를이용하여 ( 그림 ) 과같은 45GHz 혼합기가개발되었다. 개발된혼합기에서, LO 전력에따른이득과잡음지수의변화를 ( 그림 ) 에나타내었으며, 주파수에따른이득과잡음지수의변화를 ( 그림 ) 에나타내었다. 그림에서알수있는바와같이혼합기의변환손실을 0dB±1dB, 잡음지수는 7.1~8.0dB 였다. ( 그림 ) 단일게이트마이크로스트립 FET 혼합기

257 ( 그림 ) 두 LO레벨에서의 FET 혼합기의변환이득 ( 그림 ) FET 혼합기의잡음지수 ( 그림 ) 이중게이트 FET 혼합기

258 ( 그림 ) 45GHz 혼합기의마이크로스트립회로 ( 그림3-5-34) LO 전력대이득및잡음지수

259 ( 그림 ) 주파수대이득및잡음지수 바.FET저항 혼합기 1987 년처음보고된비교적새로운개념의혼합기이다. 그이후로평형혼합기등그러한 종류의많은혼합기가보고되었다. 이혼합기의장점은왜곡이매우낮고, 1/f 잡음이매우 낮고, 산탄잡음이없다는것이다. 변환손실은 6dB 정도로서다이오드혼합기에비교할만 하다. 혼합동작은시간에따라변화하는저항같은시변선형회로에의해이루어진다. 보통은이 러한시변선형소자를비선형소자에큰 LO 신호를인가하여얻었다. 혼합동작에이와같 은비선형소자를이용하는한높은상호변조레벨및스퓨리어스응답, 기타원치않는비 선형현상을피할수없다. 그러므로비선형성이없는시변소자를얻을수있다면왜곡이 없는혼합기를실현할수있을것이다. MESFET의채널은드레인과소스간의전압이수 mv로낮을때는매우선형적인저항이된 다. 이러한선형채널의저항은게이트에 LO 신호를인가함으로써변화시킬수있다. 게이트 전압이최대전압( 게이트- 채널간에전도를일으킬수있는전압바로아래전압, 약 0.5V) 에이르면채널저항은수 Ω정도로매우낮아진다. 이범위의저항이저항혼합기에서양호 한변화성능을얻는데적당하다. 이와같이 FET의채널저항을이용하는혼합기를 FET 저항혼합기라한다

260 저항혼합기에서는그구조상 IF로부터 RF 를분리하고, 드레인컨덕턴스를유발시키는 LO 누설전압을막기위한여파기가필요하다. 누설전압을막기위해서는 LO 주파수에서드레 인이쇼트가되고, RF 주파수에서게이트가쇼트회로가되도록 RF 또는 IF 정합회로를설 계해야한다. ( 그림 ) 에 FFT 저항혼합기의구조를나타내었다. 드레인에는바이어스가인가되지 않으며, 게이트바이어스는 Vt 가되도록인가한다. ( 그림 ) 에단일평형 FET 저항혼합기의구조를나타내었다. ( 그림 ) 과같은단일평형 FET 저항혼합기에서, 두드레인단자사이의커패시터는 IF 주파수에서는오픈이되고 RF와 LO 주파수에서는쇼트가되어드레인이서로연결된다. LO 은 λ/2 헤어핀전송선로를통해서게이트에입력된다. 그래야 FET 게이트에서는 RF 누 설전압에대해서쇼트가되고, 역으로두드레인의연결점에서는 LO 누실전압에대해가 상접지가될수있다. ( 그림 ) FET 저항혼합기

261 ( 그림 ) 단일평형 FET 저항혼합기 3. 주파수체배기주파수체배기에사용하는소자에는다이오드, FET 가있다. 다이오드를이용한주파수체배기는바랙터다이오드, 스텝리커버리다이오드를이용하는용량성체배기와, 쇼트키다이오드를이용하는저항성체배기로나누어볼수있다. 다이오드의비선형커패시턴스특성을이용하는용량성체배기는협대역이될수밖에없으나, 적절하게설계하기만하면우수한효율, 저잡음특성을얻을수있다. 저항성체배기는용량성체배기보다효율은좋지않으나매우광대역으로만들수있다. 또한저항성체배기가용량성체배기보다개발하기쉽다. 용량성체배기는조그만부정합에도매우민감한반면저항성체배기는튜닝이쉽고민감하지않기때문이다

262 가. 바랙터주파수체배기 과거와는달리현재는 IMPATT, Gunn 다이오드, GaAs MESFET와같은소자들을이용하 면바랙터를이용하는것보다적은수의부품으로고효율, 광대역으로동작하는신호원을 만들수있다. 그러나아직은바랙터가주파수체배기에많이사용된다. 그이유는바랙터 가용량성소자이기때문에잡음이매우작다는점때문이다. 이러한특성은레이다에사용 하는국부발진기신호원, 위상변조통신시스템, 저잡음밀리파시스템처럼위상잡음이낮 아야하는경우에는특히중요한장점이다. 쇼트키-장벽바랙터를사용한주파수체배기는수백 GHz 의고효율, 저잡음출력을낼수 있다. Gunn 다이오드에의해동작하는그러한체배기는단일다이오드혼합기에필요한 LO 전력을발생시킬수있으며AM 잡음레벨도매우낮은특성을가질수있다. ( 그림 ) 에바랙터주파수체배기의구성도를나타내었다. 주파수체배기의효율을높이기위해서는다음과같은점에유의해야한다: 주파수체배기에 서전력소모는주로바랙터의직렬저항에서발생하므로낮은직렬저항을가진바랙터를사 용해야한다. 동작주파수와동작전력레벨면에서적당한바랙터를선택해야한다. 아이들 러를잘설계해야한다. 체배기의입출력임피던스를잘설계해야한다. ( 그림 ) 바랙터주파수체배기

263 나. 저항성다이오드주파수체배기저항성다이오드( 예를들면쇼트키- 장벽다이오드) 주파수체배기는일반적으로바랙터체배기보다훨씬효율이낮고출력전력도제한되어있다. 또한고조파번호가증가함에따라효율이급격하게감소하여 2 차이상의고조파를발생시키는데는부적당하다. 그러나저항성체배기는용량성체배기에대해세가지중요한장점이있다. 첫째는도파관통과대역을커버할수있는광대역체배기를쉽게만들수있다는것이다. 두번째는, 쇼트키-장벽다이오드가비선형접합커패시턴스를가지고있으면서, 기생발진을막을수있을정도로충분한손실을제공할수있는저항성접합을가지고있기때문에매우안정하다. 세번째는,100GHz이상에서동작하는 p n 바랙터는거의만들수없다. 따라서그보다높은주파수에서는저항성체배기를사용할수밖에없다. ( 그림 ) 에저항성주파수 2 체배기회로를나타내었다. f 1, 2f 1 은기본주파수와 2차고조파에동조된병렬 LC 공진기이다. ( 그림 ) 저항성주파수 2체배기회로

264 다. 평형체배기다이오드주파수체배기는일반적으로평형구조로만든다. 평형체배기는단일다이오드체배기보다큰출력을낼수있으며, 원치않는고조파들제거할수있고, 다이오드가병렬로연결되므로입출력임피던스정합이쉽다. 다이오드체배기는하이브리드를통해연결되기도하나, 경제적인이유로역병렬연결을더많이사용한다. 역병렬연결방식은입력주파수의짝수차고조파를제거하기때문에짝수차체배기로사용된다. 역병렬다이오드체배기에서각다이오드는 2차고조파에서다른쪽다이오드를쇼트회로로만들기때문에아이들러처럼동작한다. 그러나기본주파수를제거하지는않으므로출력여파기가필요하다. ( 그림 ) 에마이크로스트립으로구현된체배기를나타내었다. 평형체배기는 ( 그림 ) 과같이다이오드를직렬로연결하여구성하기도한다. 직렬다이오드체배기는역병렬체배기와달리기본주파수를포함하여기본주파수의홀수차고조파를제기하는특성을가지고있다. 그러므로출력여파기없이도사용될수있다. 직렬연결은스트립라인전송선로에서구현하기가어렵다. 그러나도파관이나핀라인에서는매우쉽게구현될수있다. ( 그림 ) 역병렬다이오드와마이크로스트립으로만든저항성주파수체배기의예

265 ( 그림 ) 역직렬다이오드를사용한도파관출력을가진주파수체배기 ( 그림 ) 에역직렬다이오드를이용한주파수체배기의구조를나타내었다. 이구조 에서도파관내에는 TE 10 모드가여기되며, 입력노드까지연결된금속선은 TE 10 모드의전 계에수직이기때문에도파관내의 2 차고조파에너지가입력쪽에커플링되지않는다. 따라 서입력여파기도필요가없다. 이 구조를 기본으로 빔리드 다이오드, 핀라인을 이용하여 체배기를 구현한 결과 66 94GHz 출력대역에서 7dBm 출력전력, 13dB 변환손실특성을얻었다. 3. 스위치 제어부품의선택기준은동작주파수범위, 크기, 무게, 가격, 신뢰도, 형태등이다. 이제까지 는주로실리콘 PIN 다이오드가사용되어왔다. 회로들이 MMIC화되어가면서 GaAs PIN 다이오드기술개발에관심이모아지고있다. 낮은마이크로파대에서는 BJT, GaAs HBT를 사용할수있다. 마이크로파주파수대에서는 GaAs MESFET 가스위치를포함한여러응용에이용된다

266 FET 의포화및핀치오프특성이이러한기능에이용된다. 2중게이트 FET도드레인포트 에동조및감쇠패드를달은증폭기에이용된다. 밀리파대에서의스위칭기능은더짧은게이트길이를갖는 FET, HEMT를이용하여얻을 수있다. 고출력스위칭응용에는 FET 구조를고출력에맞도록변형하여이용한다. MIC 스위치는 1.5dB의삽입손실로 100W 1kW 의전력을제어할수있다. MMIC 스위치는 2dB 정도의 삽입손실로 10W 강도의전력을제어할수있다. 그러나 MMIC 스위치는 MIC 스위치에비 해동작전력이매우작다. 가. 실리콘과 GaAs 기술 실리콘 PIN 다이오드, GaAs MESFET 가모두제어부품으로여러응용분야에사용된다. 실 리콘이냐 GaAs 냐하는기판종류의선택은응용분야의필요조건에따라좌우된다. 하이브 리드 MIC 의경우에는, 실리콘이든 GaAs 이든보다나은성능, 보다낮은가격의소자를이 용한다. 그러나 GaAs MMIC의경우에는 FET나동일한공정을갖는 PIN 다이오드에국한 된다. 약 6GHz까지는 MMIC 개발시고저항을실리콘이사용되어왔다. GaAs의전자이 동도는실리콘의경우보다 5 6 배높다. 이것은 100GHz까지의높은주파수특성은짧은 게이트길이로써얻을수있다는것을의미한다. 실리콘 PIN 다이오드는더높은스위칭 컷오프주파수, 더높은전력제어능력때문에수동형제어부품에있어서는 GaAs FET 보 다우수하다. 수동형 FET 스위치는바이어스전력소모가낮고, 빠른스위칭속도를제공하 며, 멀티옥타브제어성능을제공한다. 나. 실리콘 PIN 다이오드스위치 실리콘 PIN 다이오드는상업적, 군사적응용에가장널리쓰인다. EHF부터밀리파까지실 리콘 PIN 다이오드는스위치, 감쇠기, 리미터, 변조기, 위상변화기를포함한응용에사용된 다

267 1984년 50Ω 전송선로와 shunt로 PIN 다이오드를 장착하여 Q밴드 SPST(Single-Pole Single-Throw) 스위치를만들어시험한결과 GHz범위에서 3dB 이하의삽입손실, 100mA의바이어스전류에서21.6dB 의최소격리도를얻었다. 다.GaAsPIN다이오드 스위치 MMIC에 PIN 다이오드를집적화시키는것은미사일, 스마트무기유도, 레이다의마이크 로파, 밀리파송수신모들개발에있어서매우중요하다. 과거에는 GaAs PIN 다이오드의응용분야가광검출기에국한되어있었다. 실리콘 PIN 다이 오드의경우, 전자와정공의이동도의비는 3, I층두께와확산길이의비가 1 보다작다. 마 이크로파, 밀리파에서 사용가능한 GaAs PIN 다이오드의 개발은 ambipolar diffusion length 3μm에맞는소수캐리어수평이 10 초인물질의이용가능성에의해제한된다. 또한 10μm I층을가진 GaAs PIN 다이오드는보통의전류밀도로는변조시킬수없다. 1989년 에 10-7 초의수평을가진 GaAs 물질이이용가능하게되었으며, I층의두께가 3 10μm인 PIN 다이오드도상용화되었다 년의실험에의하면, 두개의평면형 PIN 다이오드를 λ/4 거리를두고전송선로에 shunt로배치하여 SPST 스위치를구성하였다. 그구조를 ( 그림 ) 에나타내었다 GHz에서삽입손실이 1.5dB 이하였으며, 최소 ON/OFF 비는 86 92GHz에서 11dB였 다. GaAs PIN 다이오드를사용한 SPDT 스위치회로를 ( 그림 ) 에나타내었다 GHz에서 30dB 이상의격리도와 1.5dB 이하의삽입손실특성을보여주었다. 측 정된스위칭속도는, 저임피던스에서고임피던스로바뀌는경우 1.8ns, 그반대는 2.4ns였 다. 제어할수있는 RF전력은 1.6W 까지였다

268 ( 그림 ) V밴드모놀리딕평면형 PIN 다이오드 SPST 스위치 ( 그림 ) 광대역 SPDT스위치 라.MESFET스위치 FET는비교적낮은 DC 진력을필요로하는비싸지않은양방향스위치이다. 고속스위칭 속도(1ns 이하), 고전력제어능력( 수 W 이상), 광대역, 저소모전력, 소형, 저가, 경량특성으 로인하여마이크로파, 밀리파제어소자로의용용가능성이높아져왔다. 수동 MESFET 스위치설계의키파라미터는 ON 상태저항 R on 이다. 유용한 R on 을얻기위 해서는낮은전력레벨에대해서강하게도핑 (>5x10 17 cm -3 ) 되고두꺼운(V b =V p +5V) 층이필 요하다. 스위칭속도는바이어스회로의 RC 시상수와게이트-소스커패시턴스에의해결정 된다 년에보고된밀리파송수신스위치개발결과에의하면, 개발한칩의크기는 0.8mm 2.45 mm였으며, 59 61GHz 사이에서삽입손실은 1.5dB, 격리도는 25dB의특성을보여주 었다. 삽입손실은 26dBm 의입력레벨까지는일정하였다. 0.6μm FET의드레인과소스간의 커패시턴스는인덕터로공진시켰다. 마. 광대역 FET 스위치 광대역특성을얻기위해서는드레인커패시턴스같은원치않는 FET 기생성분의영향을 제거해야하며, OFF 상태에서드레인과소스간의커패시턴스를인덕티브엘리먼트나전송 선로의일부를추가하여동조시켜야한다

269 기본적인 FET 스위치의회로는직렬및션트 FET 스위치의조합으로구성된다. 지금까지 DC 40GHz용뿐만아니라 20 40GHz에서동작하는 SPDT 스위치가개발되었다 GHz 스위치는 λ/4 트랜스포머와양쪽으로연결된션트스위치를이용한다. 더고속의스위칭속도와함께광대역성능을더증가시키기위해 λ/4 트랜스포머를직렬 FET로대치하였다. 이러한두구조의 MMIC를게이트길이가 0.35μm인 FET를이용하여구현하였다. 게이트바이어스는게이트가개방된 FET 를저항처럼사용하여이루어진다. 모든바이어스회로는 0.84 mm 1.27 mm칩안에실장된다 GHz 회로의크기는 1.27mm x1.27mm이다. < 표 3-5-8> 에이스위치의성능을나타내었다. < 표 3-5-8> 광대역 FET 스위치

270 바. 고전력 FET 스위치 일반 FET 스위치의경우, 게이트에서의 DC 바이어스와, 소스와드레인간의 RF 포트는저 항적으로분리되어있다. OFF 상태에있는 FET의 CW전력취급능력은게이트의항복전압 과핀치오프전압의차에의해결정되며,ON상태에서의 CW전력 취급능력은개방채널전 류취급능력에의해정해진다. 스위칭성능을향상시키기위해게이트밑에반부도층을삽 입한다. 그렇게함으로써드레인포화전류를더높일뿐만아니라게이트항복전압을높일 수있다. 스위칭컷오프주파수는 recess 게이트 MESFET 에필적하거나더높다. 이러한 구조의 FET인 평면형 반부도 게이트 FET(SIGFET) 가 만들어졌다. 게이트 크기가 1μm 260μm이고소스-드레인거리가 3μm인 SIGFET 의경우, 공칭핀치오프전압이 10V, 항복 전압이 22V, 드레인포화전류 I DSS =340 mamm / 이다. 스위칭컷오프주파수는 362GHz 이다. 직 렬 SPST 스위치구조의경우, SIGFET는일반적인 GaAs MESFET와비교할때 3 5dB 더많은전력을취급할수있다. ( 그림 ) 에 SIGFET와 MESFET의성능을예시하였 다. ( 그림 ) SIGFET와 MESFET에대한입력대삽입손실

271 4. 감쇠기감쇠기는여러송수신모듈, EW 수신기에서진폭제어기능을제공한다. 감쇠기는 PIN 다이오드, 단일게이트또는이중게이트 FET 로구현될수있다. 통상적으로사용되는감쇠기설계는 quadrature 하이브리드커플러와 PIN 다이오드로구성되며, 그들의주파수응답은하이브리드커플러의대역폭에의해제한된다. 실리콘과 GaAs PIN 다이오드의경우, ON 시키려면 DC 전력을필요로하며순방향전류는수mA수준이다. 이중게이트 FET는제어를위한여분의포트가있으나진폭제어와더불어원치않는위상변화가동반되므로실제회로에서는부적합하다. ( 그림 ) 선형감쇠기의구조

272 FET 는여러가지이득제어회로구현에가장일반적으로사용된다. 또한 FET는 T- 또는 π- 회로망구조에서수동스위치로써, 특히하이브리드와모놀리딕에모두적합하다. π-회로 망은 T- 회로망보다낮은삽입손실특성을가지고있으나, T-회로망은 π-회로망보다동작 영역이넓다. ( 그림 ) 와같이 T- 회로망을이용하여선형감쇠기를구현한예가보고되었다. 10dB 범위의선형감쇠를얻기위해서는더낮은 ON 저항을가진게이트크기가중간정 도인직렬 FET는더작은게이트크기의 FET와 shunt 로연결한다. 그 FET가게이트-소 스간전압때문에생기는드레인- 소스간저항으로부터발생하는비선형성을줄여준다. 감쇠 기칩은공칭핀치오프전압이 1.5V인 1 μm 게이트길이의소자를사용하였으며, 크기는 0.9mmx0.9 mm이다. FET의경우게이트전압을변화시키면드레인과소스간의저항이변화하므로가변감쇠기에이용된다. T 회로망을이용한기본적인가변감쇠기의구조를 ( 그림 ) 에나타내었다. 채널저항값은게이트개방저항( Rs at 2V) 으로부터거의무한대(V=Vp) 까지변화한다. 100μm게이트크기 FET의저항은 35Ω 10 kω까지변화하며, 커패시턴스는 0.03pF에고정되어있다. GaAs 정합 FET 감쇠기의구조를 ( 그림 ) 에나타내었다. 정합 FET 감쇠기는 10GHz이상의주파수에서 10dB 의감쇠범위를갖는다 넌보고에의하면, DC 50GHz의주파수범위에서 30dB 의동작범위, 스위칭속도가 1ns이하인 MMIC 감쇠기가개발되었다. 최소삽입손실은 26.5, 40, 50GHz에서각각 1.8, 2.6, 4.2dB 였다

273 ( 그림 ) 가변 T회로망감쇠기 ( 그림 ) 정합 FET 감쇠기 5. 이상기 이상기의형태에는선로스위치형, 반사형, 선로부하형, 고역통과/ 저역통과형 4종류가있 다. 선로부하형이상기는작은위상변화가필요한경우에일반적으로사용된다. 이러한형태의 이상기는넒은주파수영역에서낮은 SWR 상태로일정한위상변화특성을보여준다. 위 상변화를크게하려면션트서셉턴스가커야한다. 션트서셉턴스를크게하면대역폭과 SWR 이나빠진다. 그러므로선로부하형이상기는 45 이하의작은위상변화에국한된다. 고역통과/ 저역통과형이상기는신호경로를고역통과회로쪽으로, 또는저역통과회로쪽으로 스위칭함으로써위상변화를얻는다. 이이상기도광대역이고주파수에대해일정한위상 변화특성을얻을수있다. 이러한형태의이상기는특히집중형소자인커패시터, 인덕터 로구현이가능한낮은주파수에서유용하다

274 반사형이상기는하이브리드커플러와, 원하는위상변화를얻기위한반사면이필요하다. 선로스위치형이상기는선로의길이가다른두전송선로사이를스위칭함으로써위상지연을얻는다. 모놀리딕아날로그다이오드이상기에는쇼트키- 장벽바랙터다이오드가이용된다. 따라서바랙터다이오드의제조방법에따른커패시턴스의특성에따라좌우된다. n 영역의도핑밀도는커패시턴스변화가최대가되도록높게한다. 바랙터를사용한아날로그반사형이상기의한예를 ( 그림 ) 에나타내었다. 위이상기는그림에서알수있는바와같이두다이오드를이용하여 DC회로로로딩한 3dB Lange 커플러를사용하였다. 이러한구조의이상기는총커패시턴스가내부적으로보상되어위상오차가낮은장점이있다. 0.5μm깊이의 n 층을가진쇼트키바랙터로구현했을때 GHz 에서 ±0.5 위상오차범위내에서 위상변화, 2.5dB의삽입손실특성을얻었다. 칩크기는 1.96mmx2.54 mm였다. ( 그림 ) 아날로그반사형이상기

275 램프도핑구조의 n 영역을가진바랙터를이용하여 ( 그림 ) 과같이구성한이상기 가보고되었다. 이이상기의삽입손실은 1.6dB 이며, 0 8V의바이어스전압을변화시켜 서 의위상변화를얻었다 년에 ( 그림 16) 과같이역방향바이어스된쇼트키-장벽다이오드를주기적으로배치한 모놀리딕디지탈다이오드이상기가개발되었다. 반사면은해당다이오드가순방향바이어 스된위치에형성되고, 위상이변화된반사신호는입구에설치된 Lange 커플러에의해출 력포트로유도된다. 이러한개념을이용하여 1987년에는 V밴드 3 비트모놀리딕이상기가개발되었다. 인공적 인전송선로로는 4 μm 1μm쇼트기- 장벽다이오드로이루어졌다. 제작된칩의크기는 3.16mm 1.91 mm이다. 측정된삽입손실은 10.8±1.8dB, SWR은 2 이하였다. ( 그림 ) 쇼트기-장벽다이오드를사용하여제작한 23.5GHz 아날로그이상기칩

276 (a) (b) ( 그림 ) (a) 인공적인전송로를형성하기위해쇼트키-장벽다이오드를사용한반사형이상기 (b) 제작된칩의사진 MESFET 의스위칭기능을이용하여이상기를구현할수있다. 이경우에는 FET의스위칭성능이이상기의성능을좌우한다. 스위칭성능에영향을주는요인으로는 FET 파라미터, 즉채널구조, 도핑, 핀치오프전압이있다

277 게이트와소스는완전히격리되지는않기때문에커패시턴스는공진되며, 게이트에서는개방회로가되도록 2 단저역통과바이어스여파기가사용된다. 이커패시턴스는최대가용대역폭을얻기위한고역통과/ 저역통과전송선로의구현에도이용된다. Ayasli는이러한개념을이용하여광대역(2 8GHz) 이상기를구현하였다. Schindler 는광대역특성(6 18GHz, 18 40GHz)) 을얻기위해두전송경로상에 3차고역통과및저역통과여파기를 FET 를이용하여구현해넣었다. < 표 3-5-9> 모놀리딕디지털이상기

278 1983, 1985년보고에의하면 recessed 게이트및 self-aligned 게이트기술을이용하여 Ka 밴드( GHz) 이상기를개발하였다. 이이상기의삽입손실은비트당 2dB(recessed gate), 2.9dB(self-aligned gate) 였다. < 표 3-5-9> 에여러이상기의규격을나타내었다. < 표 3-5-9> 모놀리딕디지털이상기( 계속)

279 6. MMIC MMIC 기술은실제응용에투입할수있을만큼충분히개발되어있다. 소형, 광대역, 저가격, 단순조립이가능한점, 고신뢰성같은주요특징으로인해여러종류의통신장비개발에있어서그중요성이증가하고있다. 여기에해당하는장비에는위성방송, 이동통신, 육상중계통신, 교통관제, 광단말과터미널간의무선액세스등이있다. ( 그림 ) 과같이마이크로파및밀리미터파소자(MESFET, HEMT, HBT) 들에대해서응용영역이설정되어왔다. MESFET MMIC는그기술이잘개발되어있고제작공정이저렴하기때문에 30GHz 까지민간용, 군사용으로폭넓게이용되어왔다. HEMT MMIC는동작주파수가 100GHz 까지가능하며아직은주로군사적목적으로개발되고있다. HBT MMIC는한칩안에아날로그와디지탈을조합할수있고, 위상잡음이낮은발진이가능하고 FET 에비해더높은효율로전력증폭이가능한장점을가지고있다. ( 그림 ) 마이크로파및밀리미터파트랜지스터의 MMIC에의응용

280 MMIC의최종목표는여러가지기능을가진회로모듈이하나의칩안에실장되는다기능 MMIC이므로최근 5 년동안이분야에관심이집중되어왔다. 그러한노력들은 DBS 수신기 MMIC, 민간용 FM-CW 레이다 MMIC, 64QAM 디지털무선링크를위한 RF DEM/MOD MMIC 에서볼수있다. 이러한 MMIC의거의모두는종래의마이크로스트립선로 MMIC 설계방법으로개발되어왔다. 낮은주파수의 IC와비교해본 MMIC 설계의특징은수동소자가차지하는회로면적이상당히넓다는것이다. 최근에는 uniplanar MMIC, 다층 MMIC, LUFET(Line-Unified-FET) MMIC와같은새로운설계방법이개발되어기존설계보다 80% 이상의크기를줄일수있음이보여졌으며, 따라서보다집적도를높일수있게되었다. 다층 MMIC는한웨이퍼상에 polyimide 박막필름을여러겹쌓아놓고그필름사이에는도체가위치한형태의 3차원 MMIC 이다. 이러한 MMIC는모두 coplanar type MMIC로서하나의칩상에쉽고, 효과적으로결합될수있다. 향후에는여러개의 MMIC들을결합한 3 차원 MMIC 가개발될것이다

281 제6절수동소자와회로 1. 변향기(Hybrid) 가. 마술티(Magic Tee) 이것은 ( 그림 3-6-1) 과같은구조를가지며송. 수신양방향기(Duplexer), 혼합기등의응용회로에사용된다. TE 10 모드가포트 4에인가되면전계는포트 1, 2에동일한크기와위상으로나타나고, 포트 3 에는없는반면, 포트 3 으로인가되게되면, 포트 1과 2가역위상으로나타나며, 포트 4 에는나타나지않는다. 이와같은특성을상관계수를통해나타내면식 (3-6-1) 과같다. 마술티는일반적으로 30dB 의분리능(isolation) 과 0.1dB 의평형(balance) 을갖는다. (3-6-1) ( 그림 3-6-1) 마술티(Magic Tee) 구성도

282 나. 고리형변향기(Hybrid Ring) 이것은 ( 그림 3-6-2) 에서보는바와같이 4 개의팔(arm) 을가진 1.5λ 크기의고리로구성되어있다. 회로는도파관이나미세띠선로또는유전체선로등으로구성될수있으나, 유전체선로의경우곡선구조에서방식이많아손실이크다. 전파가포트 4로입력되게되면전파는포트 1, 2에동위상과크기로결합되고포트 3에는시계방향과반시계방향간의위상차에의해전파가나타나지않게된다. 마찬가지로포트 3으로입사된파는포트 4에는결합되지않는다. ( 그림 3-6-2) 고리형변향기의구조도

283 다. 90 변향기 ( 그림 3-6-3) 은 90 변향기의대표적인형태이고, 미세띠선로에의해쉽게구현될수있다. 이와같은구조는대역폭이 10% 이내로밖에되지않으며, 대역폭을넓히기위해서는다단구조(multisection) 를적용해야한다. Lange 결합기는옥타브대역폭을갖는또다른형태의 90 변향기이다. 이변향기는 ( 그림 3-6-4) 와같은구조를가지고있으며평형혼합기(Balanced Mixer) 나, 평형증폭기(Balanced Amplifier) 등에주로이용된다. 이와같은변향기는포트 1로입사된파를포트 2, 3 로나누며, 이때포트 2, 3에나타나는파는위상이 90 다르고크기가같은파가된다. 마찬가지로포트 4로입사된파도포트 2, 3으로 90 위상차를가지고나타나며포트 1 과고립(isolation) 관계를갖는다. ( 그림 3-6-3) 가지선로변향기하이브리드의구조 ( 그림 3-6-4) Lange 구조의 90 변향기

284 2. 방향성결합기 방향성결합기일반적인구성은 ( 그림 3-6-5) 와같으며, 이경우일반적으로사용되는계 수의정의는다음과같다. o 결합계수(Coupling factor(db)) = 10log P 1 P 4 o 방향계수(Directivity(dB)) = 10log P 4 P 3 o 분리계수(Isolation(dB)) = 10log P 1 P 3 여기서 P1,P2,P3,P4 는각포트에서의전력(power) 을나타낸다. ( 그림 3-6-5) 방향성결합기

285 가. 구멍결합기(Aperture Coupled Coupler) 구멍결합기는다음과같이조합에의해구성될수있다. (a) 도파관과미세띠선로 (b) 미세 띠선로간 (c) 미세띠선로와영상선로 (d) 영상선로간 (e) 홈통(trough) 선로간 (f) H- 선로간 (h) 도파관간. ( 그림 3-6-6) 은가장간단한도파관간의방향성결합기를나타낸것이고, ( 그림3-6-7) 은 구멍결합기의구조용나타낸것이다. ( 그림 3-6-6) 두구멍방향성결합기

286 (a) waveguide and microstrip, (b) microstrip lines, (c) microstrip and image lines (d) image lines, (e) trough lines, (f) shielded dielectric lines. ( 그림 3-6-7) 구멍결합기의구조들

287 < 표 3-6-1> 은원형과네모구멍의경우차단파장을나타낸것이다. < 표 3-6-1> 원형과네모구멍의차단파장 나.TEM선로방향성결합기미세띠선로형태의방향성결합기는서로선로가평형으로있을경우넓은대역폭을갖는다. 일반적으로결합선로의구조는 ( 그림 3-6-8) 과같으며우수(even) 와기수(odd) 모드를이용할수있다. 우수와기수모드사이의상호작용이두선로간결합을야기하며결합기구조의특성이이두우수와기수모드의선형결합에의해나타낸다. ( 그림 3-6-8) 결합구조

288 평면형 TEM 선로의결합을각끝단이나넓은옆면에서일어나게되며, 이경우 (3-6-2) (3-6-3) (3-6-4) (3-6-5) 을만족하도록설계한다. 여기서 e, o 의기호는우수와기수를나타내며, C는결합계수를나타낸다. 미세띠선로나띠선로는비균질(Inhomogeneous) 하기때문에우수와기수모드의전파속도가다를수있으며, 이것은결국결합기의방향성을떨어뜨리게되는데이를보상하기위하여 ( 그림 3-6-9) 와같이결합기의양끝단에커패시터를달아보상해준다. ( 그림 3-6-9) 띠선로결합기

289 < 표3-6-2> ( 그림3-6-9) 의10dB 띠선로결합기의설계치수들 3. 여파기가. 여파기설계 mm파대의여파기역시저주파수대에서사용하는저주파수원시여파기 (Low-pass prototype filter) 설계기술을적용할수있다. 저주파에서사용하는일반적인두가지방법은영상- 파라메타방법과삽입손실방법이있다. 저주파수에서여파기설계는다음과같은절차로이루어진다. o 원하는통과대역의저주파원시여파기를설계한다. o 이원시회로를원하는형태의여파기( 예 : 저주파, 고주파, 대역통과, 대역저지등) 로중심주파수와차단주파수를결정하여변환한다. o 이변환회로의값들은분산소자로서구현한다

290 나. 저주파원시여파기설계방식을이용한여파기설계 저주파원시여파기의설계는삽입손실방법을주로이용한다. 이방법에있어, 여파기의설 계는제일먼저전력손실을 P LR 을구체화함으로써시작된다. (3-6-6) 여기서 Г 는입력반사계수이고, 삽입손실은식(3-6-7) 과같이된다. (3-6-7) 통과대역에서 ω의함수로반사계수의크기를구체화하면, 전력손실율이계산될수있다. 여파기 회로에서 통과대역내의 P LR 을 정의하는 데는 여러 가지 방법이 있지만 ( 그림 ) 과같이최대평탄( 버터워스형) 응답의경우와동일리플( 체비세브형) 응답의경우가 가장많이이용된다. ( 그림3-6-10) 대표적인감쇄응답특성 (a) 최대평탄응답 (b) 동일리플응답

291 ω ' 1 =1에대해감쇄손실(dB) 은식(3-7-8) 과같다. A = 10log(1+ ω' 2n ) 최대 평탄 응답 (3-6-8) A = 10log[1+(10 Am/10-1)cos 2 (ncos -1 ω')] 동일리플응답 여기서 n 는여파기차수이고, Am은 db 단위의리플크기이다. 최대평탄과동일리플저역여 파기감쇄특성은커패시터와인덕터로구성된사다리형회로에의해구현될수있다. 최대평탄응답의경우( 버터워스형) (3-6-9) 동일리플응답의경우( 체비셰브형) (3-6-10) ( 그림 ) 원시저역여파기

292 여기서, (3-6-11) 이경우저역통과여파기는차단주파수 ω ' 1 =1이고 1-ohm 부하임피던스로종단되었으며, 이것이임의의부하임피던스를갖는대역통과나, 대역저지, 고역통과여파기등의설계에기초가된다. 대역통과여파기의경우저역원시여파기의응답특성이다음과같이변환식을이용하여변환된다. 도파관의경우 (3-6-12) 여기서, 이고, λ g0, λ g1, λ g2 와 λ g 는중심주파수 f 0, 대역끝주파수 f 1, f 2 그리고변환주파수 f에해당하는진행파장을나타낸다. 그리고 TEM 형태의선로의경우, (3-6-13) 여기서,

293 이러한변환수식들은 ( 그림 ) 에있는 g 2, g 4 와같은소자들을직렬공진회로로변환시키고 g 1, g 3 와같은소자들을병렬공진회로로변환시킨다. 다음단계는이공진회로들을실현하는것이다. X-밴드이상의주파수에서여파기회로의모든것들을하나의공간에밀집시키기는어려운일이다. 그러므로회로의소자들을전송선로를따라상호임미턴스 (mutual immitance) 가무시될수있도록배치할필요가있다. 이것은 K나 J의임미턴스변환기를이용하여이루어질수있다. 임미턴스변환기(Immitance Inverter) 는특성임피던스 K나 J 의 λ/4 전송선로이다. 다. 여파기회로mm파대주요여파기들의구조가 ( 그림 ) 에나타나있다. 도파관여파기는 140GHz까지는높은 Q와설계기술에서 H/W 에서의기법을그대로적용할수있어많이사용된다. ( 그림 ) 의조리개결합형도파관여파기(iris-coupled waveguide filter) 의경우원하는여파기응답을얻기위해서셉턴스 B i 와전기적길이 θ i 의이론적인값들은아래의식 (3-6-14) 들에서와같이기본소자값 g i 로부터구해진다. 즉대역통과여파기의경우 (3-6-14) 여기서,

294 그리고 β는식(3-6-11) 로부터얻어진다. 또한서셉턴스 Bi는인덕티브봉(Post) 이나조리개(iris) 에의해구현될수있다. ( 그림 ) 일반적으로사용되는여파기들의구조및특성

295 인덕티브봉은 40GHz까지는정확한위치를결정할수있지만그이상의주파수에서는곤란할것으로여겨진다. ( 그림 ) 은조리개를결합소자로이용한체비세이브형대역통과9 단여파기의이론및측정결과치인데아주이론과잘맞는것을볼수있다. ( 그림 ) (a) 직접결합도파관구조 (b) Am=0.1 또는 0.05의경우 9 단대역통과여파기의이론및측정치

296 병렬결합전송선로공진여파기의구조가 ( 그림 ) 에있다. 공진기는우수와기수모 드임피던스와전기적길이에의해특징된다. 중심주파수에서의전기적길이 θ는 90 에해 당되는길이이다. 여파기의 1 단과등가회로가 ( 그림 b, c) 에나타나있다. 이상적 인임피던스변환기의 ABCD 파라메타는 θ=-90 와 Z0 = K를전송선로 ABCD 파라메타에 전기적길이 θ와 Z0에 대입하면된다. 그러면 1단의 ABCD 파라메타는식(3-6-15) 와같다. (3-6-15) 여기서각단에있어서의 K- 변환기는 g 0,g 1 ㆍㆍ으로표시하면식(3-6-16) 과같다. (3-6-16) 여기서 Δf와 ω ' 1는앞서정의대로이다. K 들을계산한후결합선로들의우수와기수모드임피던스는다음식들에의해계산한다. (3-6-17)

297 근사적인기수와우수모드의전송선로크기 θ는식(3-6-18) 과같다. (3-6-18) 여기서좀더정밀한설계를하기위해서는불연속단면에대한커패시턴스를고려하여만큼짧게해주어야하며 Δl은 (3-6-19) 여기서 Δl 은mm단위이고, Co는개방종단커패시턴스로서 P F 단위이다. 그리고 Z 0l = Z 0e Z 0o 이다. ( 그림 ) 는중심주파수 46GHz, 6 단, 1dB 리플, 대역폭 40GHz 의미세띠선로를이용한병렬결합미세띠선로대역여파기의성능을나타낸것이다. Δl ( 그림 ) 6단병렬결합미세띠선로여파기의성능 ( 그림 3-6-l5) 는고리공진기(ring-Resonator) 형여파기를나타낸것이다. 설계를위해서 K 형으로알려진각선도파로와공진기상의결합계수와 X형으로알려진두개의공진기결합계수를정의해야한다

298 (3-6-20) 여기서 N 은공진기목차이고, R 은고리의반경이며, f 0 는중심주파수, Δf 3 는 3-dB 대역폭, k z (f 0 ) 는중심주파수 f 0 에서의전파상수, k ' z(f 0 ) 는 k z (f 0 ) 의미분, K k 는 k형결합기의결합 계수, K x 는 X 형결합기의결합계수이다. X 형결합기의결합계수는다음과같다. (3-6-21) 여기서 2a 는도파기의폭이고, d x 는두공진기간의최소간격, k x 와k y 는 X와 Y방향에서의전파상수이다. 포트 1과 2 사이의주파수응답과포트 1과 4 사이의주파수응답은식 (3-6-22) 과같다. (3-6-22) 여기서, p = 1 - K 2 k, q = 1 - K 2 x, φ = k zl=2r, π 이다

299 공진주파수 f 0 에서 (3-6-23) 이다. ( 그림3-6-15) 두극점(two-pole) 여파기의구조 ( 그림 ) 은중심주파수 52.24GHz 이고, 도파로의규격이 2a 2b=3.5 mm 7.0mm인경우의영상선로대역저지여파기의전송특성을나타낸것이다.(ε r =2.0) ( 그림 ) 영상선로를이용한대역저지여파기전송특성

300 용어의영한대조표 영어한국어 Coaxial Line Rectangular Waveguide Circular Waveguide Planar Transmission Line Stripline Microstrip Line Suspended Microstrip Line Inverted Microstrip Line Slotline Coplanar Line Finline Image Guide Coupled Line Power Combiner Free Running Oscillator Package Anode Cathode Hybrid Mixer Hybrid Ring Branch Line Aperture Coupled Coupler Filter Post Iris 동축선로구형도파관원형도파관평면형전송선로띠선로미세띠선로부동미세띠선로반전미세띠선로홈선로쌍평면선로지느러미선로영상선로결합선로전력집결기자유수행발전기외장양극음극변향기혼합기고리형변향기가지선로구멍결합기여파기봉조리개

301 제7절안테나 밀리파대의안테나는주파수발생기나능. 수동회로및응용시스템에비해상대적으로주목 받지못한분야였다. 그이유는기존의마이크로파안테나를크기만줄이므로써밀리파대에 사용할수있었기때문이다. 기존안테나로서는반사체(Reflector) 안테나, 렌즈안테나, 혼안 테나, 홈뚫린도파관(Slotted waveguide) 안테나가있다. 그러나최근밀리파대의이용시스 템이다양해짐에따라각시스템특성에맞는새로운형의안테나가필요하게되었다. 시스 템의가격, 크기, 중량을줄이기위해전체시스템의한부분에집적할수있는평면안테 나가요구되고있으며빔스캔(beam scan) 도기계식보다는전자식으로함으로써회로의복 잡성을줄이고스캔속도를증가시킬수있는것이요구되고있다. 이러한안테나로서마이 크로스트립안테나, 유전체막대(dielectric rod) 안테나, 누설파(leaky wave) 안테나등이있다. 이런안테나들은집적회로기술을이용하여제작가능하며비행기, 차량, 우주선등의표면 과비슷한구조로서부착이용이하며외관이좋아진다. 1. 밀리파안테나의특성 밀리파시스템의주요장점은사용부품특히안테나의크기를줄일수있고사용대역폭을크 게할수있다는데있다. 크기를작게한다는것은 3dB빔폭 BW와전력이득 G를살펴보면 알수있다. (3-7-1) 여기서, λ = 파장 D = 안테나직경 dbi = 등방성안테나를기준했을때의 db값 η db = 안테나효율의 db 값 이다. (3-7-2)

302 ( 식 3-7-1), ( 식 3-7-2) 에서주파수가높을경우파장이짧아지므로동일한빔폭과이득을얻으려면낮은주파수대에비해작은크기의안테나로충분하다. 사용대역폭은보통사용중심주파수의퍼센트로서나타내지므로주파수가높아질수록사용대역폭은넓어진다. 따라서많은정보를다룰수있게된다. 밀리파대안테나부품의연결에는주로구형도파관(rectangular waveguide) 이사용된다. 도파관의단면적이줄거나벽면이거칠어지면손실이증가하게된다. 밀리파대도파관은단면적이작으며그에따라가공하기어려우므로편평도가줄어들어손실이커지기쉽다. 또한도파관표면이완벽하게매끈하다해도주파수가증가하면전자파의표면침투깊이가감소하므로손실이증가한다. 따라서손실을줄이기위해도파관표면의편평도를향상시키고도전율이좋은재질을사용해야하며도파관길이를줄여야한다. 도파관손실을줄이는방법으로유사광학계(Quasi-optical), 혹은빔도파관기법을사용하기도한다. 이기법에서는한지점의혼(horn) 에서다른지점의혼으로에너지를집속시키기위해유전체렌즈나타원반사체등을사용한다. 이방법의단점은유사광학계를급전하기위해크기가커진다는점이다. 안테나제작시반사체표면이이론치에서벗어날때그벗어난정도와범위에따라위상오차가발생한다. 이오차는성질상랜덤하여통계적으로다루어야한다. Ruze는이문제를반사체안테나에대해풀었다. 그의결과에서 여기서, (3-7-3) G G 0 = = 오차를포함한안테나이득오차제외한안테나이득 = η 0 ( πd λ )

303 η 0 D λ ε = 안테나효율 = 안테나직경 = 파장 =rms표면오차 이다. 표면오차는이득의감소뿐아니라에너지가주빔에다모이지못하게하므로그에너지가부엽(side lobe) 에나타나서부엽레벨을올린다. 표면오차에대한연구에의하면이득감소가 0.2dB보다작게하고부엽레벨을 -25에서 -39dB범위로유지하려면안테나실제표면과이론치와의차의 rms 값이 λ/60 이상나지않게해야한다. 이표면 rms 오차는첨두간표면오차(peak to peak surface error) 의 1/6 정도됨이실험적으로밝혀졌다. 따라서일반적반사체안테나에요구되는첨두간표면오차허용치는포물면(paraboloid) 안테나같은단일반사체안테나에대해서는 λ/10, 카세그린(Cassegrain) 안테나같은복반사체안테나에대해서는 λ/14 가된다. 95GHz의경우 rms 표면오차가 인치이하여야한다. 보통의 NC(numerically controlled) 가공머신의오차가 ±0.01 인치이며다른재래식기계는그보다 5 10배정도큰것을생각하면밀리파대안테나가요구하는정밀도는매우높다하겠다. 2. 밀리파안테나종류 밀리파안테나특징은작은크기로높은이득과좁은빔폭을얻을수있다는것이다. 야기 우다안테나나나선형(spiral) 안테나같은낮은주파수에서많이쓰이는안테나들의상당수 가밀리파대에서는사용하기힘들어지는데그이유는크기가작아지고제작오차한도가매 우엄격하여높은손실이생기기때문이다. 대신혼안테나, 렌즈안테나, 반사체(reflector) 안테나등이밀리파대에서많이쓰인다. 가. 혼안테나 밀리파대혼안테나는 15dBi정도의낮은이득에서 25dBi 정도의보통이득정도가요구될 때많이쓰이는데이유는제작하기가용이하고가격이싸며신뢰도가있고상용제품화가많 이되어있기때문이다. 혼안테나는실험실내의실험, 단거리야외실험, 발사체안테나의급전 등에사용된다

304 그림 혼안테나구조 혼안테나의구조는 ( 그림 3-7-1) 과같으며안테나의 3dB 빔폭(half power Beam width) BW 는다음과같다. (3-7-4) 여기서 D 는개구면직경(diameter of aperture) 이고 λ는파장이다. β는빔폭상수이며다음과같이주어진다. (3-7-5) 여기서 R 는주엽과부엽의전압비이다. ( 식 3-7-4) 에서빔폭은주어진파장에서개구면크기에반비례함을알수있다. 따라서큰혼일수록좁은빔폭을구현할수있다. 그러나입력도파관에의해혼개구면으로나오는구형파의위상변화가일정위상전단면(constant phase front) 에서많이벗어나지않도록반나팔각 (half flare angle) θ f 가작은값을가져야한다. 개구면위상변화는다음조건을만족할때충분히작아진다. (3-7-6)

305 여기서 Δ = 혼개구면상의최대경로 d= 혼개구면크기 L = 혼의경사길이 ( 식3-7-6) 에서혼개구면을크게하려면나팔관길이를길게해야함을알수있다. (a) 피라미드형혼 (b) 다이아고날혼 (c) 원추형혼 (d) 물결무늬혼 그림 혼안테나종류

306 혼안테나중가장많이쓰이는피리미드형혼안테나, 다이아고날혼안테나, 원추형안테나, 물결무늬혼안테나의 ( 그림 3-7-2) 에나와있다. 피라미드형혼은초고주파(Microwave) 대역이하에서많이쓰이는데이것은쇠평판을이용하여직선으로잘라만드므로쉽고싸게 제작할수있기때문이다. 그러나파장이짧아짐에따라각각의조각을정밀하게납땜하기 가힘들어진다. 또한피라미드형혼의 E 평면부엽(-13dB 정도) 이 H 평면부엽(-23dB 정도) 에비해크다. 다이아고날혼은 E평면 H평면모두에서 -23dB 정도의부엽을얻는다. 그러나이역시주 파수가높아짐에따라피라미드형혼과같은제작상의어려움을갖는다. 밀리파대파장에서 는피라미드형혼안테나나다이아고날혼안테나처럼작은조각조각을이어맞추는것보다 입력부를원향도파관으로하여단일선반작업으로제작할수있는원추형혼이유리하다. 원추형혼의부엽레벨은피라미드형혼과비슷하여 E평면부엽이높고 H평면부엽이낮은 레벨을가진다. E-H 평면모두에서낮은부엽레벨을가지려면원추형혼의내벽에홈들을 파서만든물결무늬진원추형혼(corrugated conical horn) 을만들면된다. 물결무늬원추 형혼을스킬라급전(scalar feed) 이라고도한다. 물결무늬원추형혼은패턴이회전축을중 심으로같은패턴을갖는회전대칭적이며위상중심(phase center) 들이일정하고거의일 치한다. 나. 렌즈안테나 고이득을얻으려면혼안테나의경우길이가길어진다. 더작은크기의안테나를구현하기 위해작은혼에 ( 그림 3-7-3) 과같은유전체렌즈를결합하여사용하기도한다. 혼의위상중심은렌즈의초점에위치하도록한다. 렌즈는급전부로부터의구면과파면을평 면파로만들어내보낸다. 안테나방식패턴은렌즈표면을적절히가공함으로서원하는데로 조절할수있다. 이렌즈안테나는혼안테나에비해크기를작게만들수있는이점외에반 사체안테나에비해서도안테나급전부에의한에너지막힘이없고제작상의정밀도도덜 요구하는등유리한점이많다. 그러나렌즈내의에너지손실과렌즈의공기유전체경계면 반사에의한손실등으로인해반사체안테나에비해이득이낮다. ( 그림 3-7-3) 와같은 평면볼록렌즈가혼으로부터의구면파를렌즈의평면쪽으로평면파를만들어내주는데가 장많이사용된다

307 (a) 일반렌즈 (b) 흠진렌즈 그림 렌즈혼의구조 이렌즈에대한식은다음과같다. (3-7-7) 여기서 f는초점거리 n 은렌즈재질의굴절률이다. 렌즈가너무두껍거나무거우면 ( 그림 3-7-3b) 와같이평면부를계단식으로두께 Δ= λ 0/(n-1) 씩깎아감으로써그두께를감소시킬수있다. 이러한가공법은이렌즈를동작중 심주파수에서는빔이잘형성되지만그외에서는잘되지않은주파수에민감한렌즈가되 게하므로광대역용에는부적합하다. 렌즈의볼록면에서반사된급전에너지는급전부로되 돌아가서안테나의 VSWR을증가시킬뿐아니라뒷면의도전물체에서다시반사되어렌즈 로되돌아옴으로써부엽특성을나쁘게한다. 이현상은뒷면에흡수체를위치시킴으로써감 소시킬수있다. 또한렌즈표면에 1/4파장변환정합면을부가시키므로써반사자체를줄이 기도한다

308 다. 반사체안테나반사체안테나는구조가간단하고제작이용이하며신뢰성이있으므로밀리파대고이득안테나로가장많이쓰인다. 전방급전포물면체(front fed paraboloidal) 안테나와후방급전카세그린(rear fed cassegrain) 반사체안테나는많이상품화되어있어구하기용이하다. 전방급전포물면체안테나는제작경비가가장싸고조정하기쉽다. 반사체의초점에작은급전혼의위상중심이위치했을때급전부에의해방사된에너지가반사체에서반사되어개구면으로나가는모양이 ( 그림 3-7-4a) 에나와있다. (a) 중앙급전포물면체 (b) 중앙급전카세그린 (c) 차등급전포물면체 (d) 차등급전카세그린 그림 반사체안테나구조

309 개구면으로부터초점으로가는경로거리는모두일정해서평행빔을생성시킨다. 이안테나 는기하학적구조가포물면체이어서경로길이가일정해지므로그특성상광대역주파수용 시스템에이용될수있는장점이있다. 그러나급전부로부터반사체뒤에위치해야하는송 신기나수신기로의에너지전달을위한도파관에의한손실이크며송신기나수신기를반사 체뒤대신급전부에위치시키면안테나에너지는이들에막혀서역시이득손실과부엽레 벨증가를야기시킨다. 중앙급전포물면체안테나의이러한문제점을없애기위해카세그린 (cassegrain) 구조가사용되어진다. 이구조는송신기나수신기를안테나위에위치시켜개 구면에서에너지막힘이일어나지않도록했다. 작은급전혼으로부터의에너지가먼저부반 사체인쌍극면체에서반사되는데마치주반사체인포물면체의초점에서에너지가나오는것 처럼보이게반사된다. 이렇게부반사체에서반사된에너지는주반사체인포물면체에의해 평행광으로모여진다. 포물면반사체안테나와마찬가지로카세그린안테나는두개방사체 를만들어야하므로제작비용이높고급전조정이까다롭다. 또한부반사체에의한개구면 가로막힘이생긴다. 개구면이가려지는현상을극복하기위해차등(offset) 포물면반사체 나차등카세그린반사체를이용한다. 이들은 ( 그림 3-7-4) 에반사체로부터의에너지전송 경로아래에위치해있다. 낮은부엽레벨을얻기위해안테나측면과후면에흡수체를부착 시키기도한다. 필박스(pillbox) 안테나는두개평행두체면을포물선실린더반사체에붙 인형태의안테나로서그초점선(focal line) 이두도체면에수직하며 ( 그림 3-7-5) 에나와 있다. ( 그림 3-7-5) 필박스안테나

310 필박스안테나는주평면(principal plane) 에넓은빔폭의편편한방사패턴을가지면다른면은좁은빔폭을가진다. 급전부는반사체의초점부에있도록방사개구면의중앙에있다. 원하는편편한방사패턴을얻기위해서는도체면사이간격보다개구면크기를훨씬크게해야한다. 라. 기타안테나도파관홈배열(waveguide slotted array) 안테나는밀리파대에서홈과도파관크기가작아지고제작허용오차또한작아져서제작하기힘들고손실이커지는등어려움이많았으나최근 NC(numerically controlled) 선반이보편화됨으로써제작이용이하게되어 95GHz대까지는도파관홈배열안테나를만들게되었다. Strider가 34GHz에서 20개홈으로 56GHz 에서 1040 개홈, 60GHz에서 576개홈으로된홈배열안테나를 Hughes 사에서만들었다. 60GHz에서부엽레벨이 -25dB 로설계치와이론치가잘일치했다. 밀리파대에서의빔조정위상배열안테나로는 Aerojet-General 사에서복사계(radiometer) 용 37GHz 쌍편파(dual Polarized) 위상배열로개발해놓은것이있다. 이것은 NIMBUS-F 위성에설치해놓은것으로 109개의구형도파관에홈을파서만들었으며직교모드변환기가각구형도파관을급전하고두편파성분을분리한다. 각변환기마다이상기(phase shifter) 를설치하여전자식으로빔방향조정을한다. 이의 Rockwell International사에서 Wokurka 가카세그린반사체안테나의급전부로서 44GHz 위상배열안테나를만들었으며 31개페라이트이상기로빔스캔을어느방향으로든지 ±2 까지가능케했다. TRG사에서는 52GHz에서 16개홈으로이루어진선형위상배열안테나를만들었으며배열면에서 ±30 의스캔이가능하며스윗칭시간이 3μsec 정도있다. 미세띠선로(Microstrip) 안테나역시밀리파대에서개발되어있다. 미세띠선로배열(Microstrip array) 은능동소자와방사부(radiating element) 를손실이적은하나의구조로만들기에편리한이점을가지고있다. 또부피가작아서차량이나기타이동체에정착하기용이하다. 그러나주파수가높으면선로의크기가작아져서오차가심해지고손실또한커진다

311 Weiss가 37 및 57GHz에서 4x4개요소의배열에대해미세띠선로안테나를만들었으며두개안테나각각손실이 1.5dB 인것으로측정되었다. 이결과는미세띠선로배열은주어진빔폭에대해손실은주파수와상관없음을말해준다. Menzel은 40GHz에서 4x24요소의이득 19dBi의미세띠선로배열안테나를만들어측정하였는데급전선에의한방사손실과도체에서의열손실(ohmic loss) 등으로 -6dB 의낮은효율을보았다. 이결과는미세띠선로배열이저이득혹은중이득정도의응용에한해사용함이유리하다는것을보여준다. 큰배열은배열사이사이에분산형증폭기(distributed Amplifier) 를위치시킴으로서손실을보상시킬수있다. 미세띠선로배열은배열크기가커짐에따라손실이커지므로이의대안으로 Itoh가제안한누설화유전체막대(leaky-wave dielectric rod) 혹은누설파유전체띠선로(strip) 안테나를사용하기도한다. 누설파유전체안테나에서는도파관에서안테나로에너지를결합시켜내기위해주기적인홈(periodic notch), 도체띠, 구멍(slot) 등이사용된다. 모노리틱 (Monolithic) 밀리파대안테나에대한연구는많이진행되고있는데능동소자와방사소자를한기층(substrate) 에모두집적시킬수있어서저가고성능의밀리파대배열안테나를만들수있게할것으로기대된다

312 제8절밀리파응용시스템 1. 옥외단거리통신시스템 과거에는통신산업이유선이중심이되는교환기및유선중계기시장위주였으나기술의 발달과전파관리정책의변화에힘입어무선통신분야가부각되고있다. 영국의경우밀리파 대인 38, 55, 58GHz 대역을민간통신용으로사용할수있도록하였다. 현재는이대역의 사용에대해범유럽국가의합의안을도출해내는과정에있다. 밀리파를이용한옥외통신시스템관련응용분야는다음과같다. - 단거리통신시스템(18Km 이하) - 기업통신 : 한도시또는인접도시에있는두회사간의통신 - 기존유선망이사용되기어렵거나, 시설비용, 시설기간을고려해볼때무선이유리한경 우 -PCN내에서의통신 - 저속스캔비디오감시시스템을이용한비디오감시화상회의 - 은행과 Point-of-Sale(POS) 시스템간의자동이체 - 도심밀리파통신망 -국지적 TV 서비스를위한 TV 분배시스템. 가. PCN 1) 시스템개념유럽의이동통신분야는 Groupe Special Mobile(GSM) 규격에따른전유럽디지털이동셀 룰러통신망구축을위해급속도로움직이고있다. 이러한통신망에밀리파가이용될수있 는여지는충분히있다. ( 그림 3-8-1) 은 European Telecommunication Institute GSM 위 원회의연구결과와권고안을기초로한향후 PCN 구성도를나타낸것이다

313 ( 그림 3-8-1) PCN 구성도 이동전화는기지국과 1.8GHz 주파수를이용해통신한다. 위그림에나타낸시스템은셀룰 러시스템으로서, 셀은인구분포에따라 1Km 이하부터 5Km 까지의크기를갖는다. 사람이 많이몰리는역이나관광지는마이크로셀또는피코셀로나누어질수도있다. 각셀은이용 자의휴대단말기와직접통신하는기지국이있으며 5-20개셀이모여서하나의기지국제 어기(BSC : Base Station Controller) 에연결된다. 이러한망구성의경우밀리파가이용될 수있는링크는기지국과기지국제어기간의링크, 소형셀과기지국또는 BSC간의링크이 다. BSC 는이동교환국(MSC : Mobile Switching Center) 에접속되며, MSC는타 MSC 및 PSTN 과통신한다. 이러한링크는대용량이어야하지만장거리이므로밀리파이용링크로 는적합하지않다

314 2. 구내통신시스템정보화사회의진전과함께사무자동화가급속히이루어짐에따라옥내통신에있어다음과같은사항이문제점으로대두되게되었다 : - 단말기와호스트컴퓨터간의배선문제; - 단말기가이동할경우의대책; - 재배치할경우배선변경비용의증대; - 단말기간, 호스트컴퓨터간의고속데이타통신( 수십 Mbps 이상); - 화상전송등고도기능요구; - 산업의소프트화로정보유통량증대. 이러한문제를해결하기위해서는고속데이타통신의무선화가필요하다. 이러한시스템에사용할수있는주파수에는여러대역을고려해볼수있으나고속데이타전송으로인해단일시스템에광대역의스펙트럼이사용될수있어야하고, 인구밀집지역인빌딩구내에서사용해야하므로간섭이적어야하기때문에밀리파대역이적합하다. 구내통신에있어밀리파를이용할수있는응용분야를서비스내용에따라분류하여보면다음과같은분야로나누어볼수있다 ; - B-ISDN; - 고속 LAN; - 화상전송. 가. B-ISDN 1) 시스템개요 B-ISDN 의구내에해당되는부분은 ( 그림 3-8-2) 와같이나타낼수있다. 위그림에서알수있는바와같이밀리파를이용하여무선화할수있는구간은다음과같다

315 - 공중망과구내망간의노드(node) - 구내 ATM망간의중계노드 - 옥내의기지국과단말기 - 서비스망종단에있는기지국과구내의옥외에있는단말기 ( 그림 3-8-2) 구내밀리파통신노드의형태

316 2) 주요기술필요한구간을무선화하기위해서는 < 표 3-8-1> 과같이시스템의사양을정의하고이에 따라회선설계를하여야한다. 시스템의사양을정하기위해서는전송속도, 필요한대역폭등과함께다음과같은기술적 사항들에대해검토하여야한다. - 기지국과단말기간의제어방식 - 엑세스방식 - 변조방식 - 오류정정방식 - 셀구성. 위와같은기술적검토후사양이정해지면채널특성, 단말기의종류및이동특성등을종 합적으로고려하여회선설계를하여야한다. 참고적으로적용하고자하는 B-ISDN 의무선구간에대한사양이 < 표 3-8-1> 과같고전송 속도가 156Mbps 일경우의회선설계예를 < 표 3-8-2> 에나타내었다. < 표 3-8-1> B-ISDN 적용조건예 항목사양 주파수셀반경신호속도변조방식 60GHz 10m-40m 200Mbps/800Mbps BPSK BER

317 < 표 3-8-2> B-ISDN 회선설계예 주파수 송신점유대역폭 60GHz 200MHz Case 1 ( 옥내) Case 2 ( 옥외) 일잡음 -90dBm 좌동 소요 CNR 잡음지수 최소수신감도 10dB 6dB -74dB 전송손실/ 전송거리 88dB/10m 100dB/40m 안테나이득 - 기지국 6dBi 10dBi - 단말 4dBi 7dBi 미진 4dB 4dB 소요송신출력 6mW(8dBm) 20mW(13dBm) 나. 고속 LAN 1) 시스템개요기존의 LAN 은호스트컴퓨터, 단말기가모두유선으로연결되어있으므로이용위치가고정적이어서이용상제약이있고, 망구성을바꾸고자할때배선을바꾸어야하므로비용, 시간면에서어려움이있다. 이러한문제점을보완하기위해서는호스트컴퓨터와단말기를무선화해야한다. 그러나기존의고속데이터통신을수용하면서멀티미디어기능을실현하기위해서는화상( 정지화상및동화상) 데이타, 음성데이타를전송할수있어야하며, 따라서호스트컴퓨터와단말기간에고속무선링크가필요하다. 이러한목적에는스펙트럼의가용도면에서볼때밀리파가적당하다. LAN 과관련하여밀리파통신시스템을이용할수있는통신링크는다음과같다. - LAN 단말, LAN 호스트컴퓨터와통신, 특히멀티미디어단말기와의데이타통신

318 - 단말간데이타통신 -LAN상호접속위와같은밀리파통신링크를가전무선 LAN 의한예를 ( 그림 3-8-5) 에나타내었다 ( 그림 3-8-3) 밀리파고속무선 LAN 시스템구성도

319 < 표 3-8-3> 고속 LAN의기본요구조건 고속데이타전송 Multimedia LAN(I) Multimedia LAN(II) LAN 사용장소큰사무실내의책상( 천정높이 2.5-3m, 책상높이 0.7m) 넓이 500 m2(50x10m) 를표준으로확대, 축소, 서비스영역분할가능 단말기기 컴퓨터및주변기기 Multimedia Workstation. 대형표시장치 탁상형 Multimedia Workstation 무선단말의형태모뎀타입단말기에포함가능 무선단말의수 20/500 m2 10/500 m2 30/500 m2 기지국의기능유선 LAN 과의접속, 무선단말상호접속 전송정보데이타동화상, 음성, 데이타화상, 음성, 데이타 사용주파수대 60GHz 정보신호전송속도 100Mbps 10Mbps 단말의이동빈도 업무상재배치에의한이동 이용자모두이동 이러한고속 LAN이갖추어야할기본요구조건을 LAN을통해전송되는데이타종류에따라분류하여기술하면< 표3-8-3> 와같다. 2) 주요기술밀리파고속무선 LAN 을구현하는데필요한주요기술들은다음과같다. - 통신방식 : 협대역통신방식확산스펙트럼 - 통신망구성형태 - 회선접속방식 : TDMA, FDMA - 액세스방식 : CSMA 등 -Zone구성

320 사용장소및넓이 < 표 3-8-4> 고속 LAN 모델제원 고속데이타전송 LAN 멀티미디어 LAN(I) 멀티미디어 LAN(II) ㆍ사무실내책상, 넓은경우는기지국의설치대수에따라조정가능ㆍ서비스영역분할은유선 LAN의연장에의해가능 수용대수 단말의송수신트래픽망에의해정해짐( 트래픽이오버될때는 zone 분할로대처 ) 통신방식 협대역통신방식 SS 통신방식 통신형태 집중제어방식 접속방식 TDMA-TDD TDMA-FDD 액세스제어방식 contention 방식 기지국안테나 무지향성또는 fan 방사면이넓은배열안테나를천정에 beam 안테나사용. 운용부착하여수직빔이형성되었다고가정하면, 장소에대응하여 zone tilt 각을조정하여 zone 의면적을확보함. 구성 기지국구성 제어회로, 복조기기, 밀리파송수신회로로구성. 제어회로, 변복조기의공통화검토 ㆍ안테나, 밀리파송수신회로, 안테나제어회로, 인터페이스회로로 무선단말의구성 구성ㆍ안테나와밀리파송수신회를일체화하여소형화하는것과분리하여 연장형식으로하는것고려 안테나제어 무선단말측에위상배열안테나를채용하여안테나제어와지향성다이버시티효과를얻음 변조방식 BPSK FH-BFSK 파형등화 밀리파대전파특성을고려하여적응방식채용 오류정정 ARQ와 FEC(BCH 부호또는 Viterbi 부호) zone 직경약 6m dir 12m 송신출력약 15mW dir 70mW 정보전송속도 100Mbps 10Mbps 무선단말의형태 모뎀타입( 약 15x15x5 cm) 탁상 workstation에일체화

321 - 변조방식; - 에러정정방식. 위와같은기술적사항들을고려하여결정한고속 LAN 의모델제원 < 표 3-8-4> 에나타내 었다. 다. 화상전송 1) 시스템개요 사무실환경이지능화해감에따라화상데이타의교환이필요해지고있다. 예를들면 TV 방송을구내에분배하거나, 화상회의를하기위해서는이러한기능이필요하다. 밀리파화 상전송시스템의응용분야에는다음과같은것들이있다. -HDTV송수신시스템 -TV구내 FPU -ITV -IVD,LAN,TV 회의. 각시스템의요구성능을< 표3-8-5,6, 7> 에나타내었다. < 표 3-8-7> TV 구내 FPU의요구성능 전송신호디지털영상신호+ 음성+OW+(DATA 신호) 정보 Bitrate 영상 4Mbps~45Mbps 전송용량 음성 OW DATA 252kbps~1.5Mbps( 스테레오) 256kbps ~1.5Mbps 전송거리 ~200m 이하 6.3Mbps~56Mbps

322 < 표 3-8-6> ITV의요구성능 전송신호영상신호+DATA 신호 정보영상아날로그영상신호 디지털영상신호 Bitrate 64kbps~6Mbps 전송거리 음성 OW DATA CH 1CH 1.2kbps~64kbps ~2km < 표3-8-9> IVD, LAN, TV회의시스템의요구성능 전송신호정보 Bitrate 전송용량전송거리 IVD LAN(20Mbps, 40Mbps 신호 2B+D~40Mbps/CH ~156Mbps ~50m 등), ISDN 2) 주요기술밀리파화상전송시스템설계시고려해야할기술적사항들은다음과같다. - 사용주파수선택 : 전송거리, 타시스템과의간섭을고려한주파수선택 -zone구성 - 엑세스방식 - 통신방식 : 단신방식, 복신방식 - 변조방식 - 에러정정방식 - 소요대역폭 : 데이타전송속도, 송수신채널, guard band 를고려하여결정

323 위와같은기술적사항들을고려하여설계한각종화상전송시스템의제원에대한예를 < 표 3-8-8, 9, 10, 11> 에나타내었다. < 표 3-8-8> HDTV 회선설계예 전송용량 60Mbps 100Mbps 비고 변조방식 QPSK 3dBm 전송손실 (20m) 94.6dB 송신안테나이득 3.5dBi 수신안테나이득 24dBi 수신입력 -64.1dBm 수신기일잡음 -89.2dBm -87.0dBm 회신의 C/N 25.1dB 22.9dB 소요 C/N 19.6dB 19.6dB BER = 10-7 미진 5.5dB 3.3dB 고정일화 : 5dB < 표 3-8-9> TV 구내 FPU 제원( 예) 사용주파수대송신전력잡음지수송신안테나구경변조방식전송용량오류정정통신방식 60GHz ~10mW ~10dB ~30cm QPSK 6.3Mbps~56Mbps Reedsolomon code Vitervi(1/2, 3/4) 단순방식

324 < 표 > ITV 제원 사용주파수대송신전력잡음지수송신안테나구경전송용량변조방식 30~60GHz ~20mW ~10dB ~30cm ~8MB FM( 아날로그) FSK, PSK, QPSK 사용주파수대 송신전력 변조방식 전송용량 < 표 > IVD, LAN, TV회의시스템제원 60GHz ~10mW QPSK ~156Mbps 오류정정있음단말인터페이스 LAN IEEE BASE AUI ISDN(2B+D) 수용단말수최대 Intelligent Vehicle Highway 시스템가. 서론 o 유럽에서의운송서비스의문제점 -운송관련비용은 GDP의 6% 점유, 평균가계지출의 10% 차지 년현재유럽에는 1억 2천만대이상의차량이있다 - 유럽의경우인구 1000명당차량보유대수는 330 대( 미국의경우 500 대) - 위와같은자동차대수로볼때향후도로문제가심각해질전망

325 - 매년교통사고로 55,000 명사망, 170 만명부상, 15만명이신체장애자가됨 - 이를연간재정비용(annual financial Cost) 으로환산하면 500억 ECU 정도가됨 - 육상교통의환경적영향을금액으로환산하면 50억-100억 ECU로추정됨 - 따라서육상운송분야는시급히정보통신기술이응용되어야할분야임 - 참고적으로 1990 년의경우, 세계도로정보관련매출액은 250억 ECU 정도임 o 미국에서의고속도로운송의문제점 - 50년대중반에시작된 1200억달러프로그램인 Interstate system이 1991년에끝나게되었기때문에시기적으로볼때새로운, 운송시스템에대한비전을제시해야함. - 많은미국도시에서교통혼잡이극적으로증가하고있으나경제적, 정치적, 사회적제약으로인해도심에서는더이상도로를건설하기어려움. - 교통혼잡으로인한지체가증가하고있으며, 러시아워가도심에서는하루종일발생하기도함. - 교통혼잡시의최번시교통량은 1975년의경우 41% 였으나 1989년의경우 70% 까지육박함 - Urban freeway delay는현재연간20억 vehicle hour 임 년미국내고속도로에서41,000 명사망, 500만명부상 -교통사고비용은연간 700 억달러로추산됨. - 교통사고로인한경제적손실은 US GNP의 2% 에해당한다. 이금액은차량의이동거리 1 마일당 $0.05 또는자동차 1 대당연간 $600 에해당됨. - 환경에대한운송의영향, 에너지관련문제도고려해야함. o 각국의전보된육상운송시스템개발현황 < 미국> ㆍ 1986 년에산학연합동으로비공식그룹결성

326 ㆍ이그룹이 Mobility 2000 이됨. ㆍMobility 2000에서 IVHS(Intelligent Vehicle Highway system) 에대한비전을수록한 문서발간ㆍ1990년 공식기구인 IVHS America 발족. IVHS America는 US Department of Transportation의Federal Advisory Committee 임. 250개사가입 ㆍ1991년 12월International Surface Transportation Efficiency Act(ISTEA) 입법. 이법의목적은자국경제의국제경쟁력을제고하고, 경제적이고에너지를효과적으로사용 하면서사람과상품을실어나를수있는 National Internodal Transportation system을 개발하는것이다. ISTEA 관련하여연구, 개발, 시험하는데 $660 million 할당 ㆍ1992년 6월 IVHS America 는 Strategic Plan for Intelligent Vehicle Highway Systems in the US" 라는개발계획에대한 20년청사진을 DOT에제출 ㆍStrategic Plan에의하면향후20년동안IVHS 에$230 billion이투자될것으로추정 < 유럽> ㆍDedicated Road Infrastructure for Vehicle Safty in Europe(DRIVE) project. 이프로젝트는도로안전운송효율개선면에서의관련기술과수요를파악하기위한선행연구이다. 연구비는 년기간동안에총 EBU 120million이며그중절반은 EC에서출연함. 이프로젝트는 70 여개의프로젝트로구성되어있으며, 참여기관은 EFTA(European Free Trade Association) 국가소속 19개기관을포함하여 231 개기관임. 참고적으로 EC 는 년동안에이분야에 ECU 125million 을투입함예정임. ㆍProgram for European Traffic of Highest Efficiency(Prometheus) project : 18 개유렵자동차생산회사가 $700million을투입하여 1987 년에연구가시작됨. 이프로젝트는 40 개연구소, European electronics industry, Traffic engineering agencies, Telecommunication industries 가수행하는차량중심의연구를포함하고있다

327 < 일본> ㆍMobile Traffic Information and Communication System(Amtics) ㆍRoad/Automobile Communication System(RACS): 이프로젝트는 Vehicle Information Communication System(VICS) 프로젝트에통합되고있음. 나. 시스템개요 1) IVHS o IVHS의목적 - 안전성제고 - 교통체증완화 - 이동성의제고 - 환경문제개선 - 에너지효율개선 - 경제생산성향상 o IVHS 시스템의기술적기능에따른구성 - Advanced Traffic Management System(ATMS) - 교통체증을예측하고교통상황에따라우회루트정보제시 - 실시간으로데이타를수집, 분석한후제공 - 사고현장우회도로정보제공등실시간으로도로상황감지 o Advanced Traveler Information System(ATIS) 운전자에게다음과같은정보제공 - 사고위치 - 날씨문제

328 - 도로조건 - 최적루트 - 차선제한 - 차내상태표시기능 o Advanced Vehicle Control System(AVCS) 운전자가보다안전하고효과적으로운전할수있도록하기위한시스템으로아직은넓은개념임. 향후다음과같은순서로발전될것임. - 충돌경고시스템 : 운전자에게충돌예고 - 충돌을피하기위해자동으로브레이크핸들이조작되는시스템 - 장기적으로는모든자동차가특수한차선으로자동으로운행되는시스템 1foot이하의간격으로근접하여 10 대정도가모여자동으로, 정상적인고속도로속력으로운행되는시스템 o IVHS의응용분야 - Commercial Vehicle Operation(CVO) - Advanced Public Transportation System(APTS) - Advanced Rural Transportation System(ARTS) o AVCS 개발현황 AVCS 는충돌을방지하기위하여차량에근접해있는다른차량, 장애물을레이다센서등을이용하여감지하는충돌경고및회피기술을이용한다. 한연구에의하면 1초만경고를일찍할수있어도후방충돌사고의약 90%, 전방충돌사고의약 60% 를막을수있다고한다. 충돌경고시스템의한예로 IVHS Technologies와 EATON Corp가개발한 VORAD(Vehicle on board radar vehicle detection and alert system) 이있다. 아래그림 에 VORAD 시스템의구성도를나타내었다. VORAD 시스템의제원및기능은다음과같다

329 - K-band Doppler system 사용ㆍPlanar narrow beam width antenna, M/A COM이제작한 integrated transmitter/receiver assembly, 신호처리기로구성ㆍ한번에 20개의목표물추적가능 - 전방에있는차량의위치속도를결정하여위험하다고판단되면스피커로경보발신 - NODS(Near Object Detection Sensor) 채용으로측면, 후방으로부터물체가일정한거리이내로접근하면 Visual signal 로표시해줌. 그러나운전자가방향지시등을켜거나후진하면충돌가능성을판단하여경보음발신 - 운행기록을유지하는 black box 기능보유, 사고시운전과정재현에유용하며, 이외에도 Adaptive cruise control function이자동적으로앞차와의거리가일정하게유지되도록할수있는레이다시스템이개발되고있음 ( 그림 3-8-4) VORAD 충돌경고시스템

330 o Advanced Traffic Management System 개발현황 ATMS는 roadside scanner, 자동차와의정보교환과각종교통문제를인식하는데마이크로파및적외선기술이이용된다. Siemens Automotive of Siemens AG에의해개발된 ATMS인 Euro-Scout 은적외선기술을이용하였다. ATMS에서각자동차는적외선또는마이크로파송수신기, 화살표시가있는유도디스플레이컴퓨터, 음성메세지시스템을갖추고있다. 도로상의신호등위에는 roadside beacon 이설치된다. 이 beacon은차량이통과할때차량에설치된송신기로부터교통정보를수신하여중앙제어시스템으로전송하고각종도로정보, 교통정보를차량으로송신해준다. o Advanced Traveler Information system 현재 ATMS 기술이트럭운송회사에서이용되고있다. 또한 AVCS 기술도이용되고있는데 VORAD 시스템이현재약 2400대의 Greyhound bus 와많은트럭에장착되어있다. CVO 기술이유용하게쓰이는분야는 Electronic tolling 이다. 차안에는 magnetic 또는 smart Card 를삽입할수있는소형트랜스폰더가장착되어있다. toll-zone의도로밑이나위에는이트랜스폰더와통신하기위한송수신기가설치되어있다. 차량 toll-zone을지날때운전자는카드를트랜스폰더에삽입시키면도로에설치된수신기를통해 toll 정보가중앙컴퓨터에기록되며 toll amount 가다시차내에설치된트랜스폰더에전송되어기록된다. 이과정은수 ms 밖에걸리지않으므로운전자가속도를늦추거나정지할필요가없다. 이러한기술은유럽의경우 AVI(Automatic Vehicle Identification) 에사용된다. 이시스템은주차장에서주차가능한위치를운전자에게알려주고밖으로나갈때 smart card를이용하여주차기록을근거하여주차요금을징수할수있도록하고있다. 2) Prometheus 프로젝트에의해개발되는시스템( 향후보완예정) 3) VICS 에의해개발되는시스템향후보완예정 ( ) 4) 유럽의운송관련시스템

331 o ADS(Automated Debiting System) 지연시간을줄이고교통량흐름을개선하기위하여이탈리아밀라노와니폴리간의고속도로 에 설치되어 있다. 자동차와 도로측면의 안테나 간에 5.72GHz 링크를 사용 한다. toll-zone을지나갈때는선지불을위해 smalt card 를삽입하기위해서속도를낮춘다. o PAMELA(Pricing And Monitoring Electronically of Automobiles) Roadside beacon과차량내부에장착된소형 passive transponder 사이에통신이이루어 진다. 사용주파수는 5.8GHz, 차량의 transponder는 17dB 이득 20도 bandwidth를가진원 형편파패치안테나를사용한다. 현재영국에서시험중에있으며, 시속 160km까지동작하도 록하고있다. o 차량분류시스템 차량을 auto, light medium, heavy truck, bus의 5 개그룹으로분류하는시스템, 10.5GHz FM CW Doppler radar system 을이용하여개발중에있다. 개발기관은영국의 Sense and Vision Electronic System Ltd, 와 Brunel University 시스템구성도는 ( 그림 3-8-5) 과같다. 3dB 빔폭이 10도인접시형안테나를목표물과 45도를이루도록설치하여목표물 로부터반사되는신호를 DSP 보드(TMS320C25 사용) 를이용해처리하여목표물의 profile 을얻어서분류한다. 현재정확도는 75% 이며시스템의완성단계에서는 90% 를목표로하 고있다. ( 그림 3-8-5) 차량분류시스템구성도

332 4. 밀리파 ID(IDentification) 시스템정보화사회가진전되고사회환경이복잡해져감에따라여러분야에있어서데이타수집몇분석방법이자동화, 지능화되어가고있다. 데이터수집의경우, 데이터수집이필요한장소의증가, 인력난으로볼때데이타수집의자동화는필연적이다. 데이타수집및기록방법은과거사람이직접수기하는방식에서접촉식카드를사용하는방법으로발전되었으며, 이제는비접촉식방법이개발이용되고있다. 카드를이용하는데이타수집목적은주로카드소지자의 ID(IDentification) 를확인하는것이다. 이러한 ID 시스템은다음과같은분야에서활용될수있다. - 요금관리 : ( 공공분야) 금융카드, 유료도로, 철도티켓, 전화카드 ( 사내이용) 사내예금, 식당정산, 자동판매기이용요금지불, 주차시설이용가능여부및이용대금 - 데이타수수 : 통과차량및입출고관리, 원격시건장치작동, 경비순회기록 - 개별인식관리 : 출퇴근및특정영역출입관리용카드, 부품및제품식별 tag - 영역관리 : 빌딩, 작업장내사람의소재확인과연락수단, 차량위치확인, 병자, 노인의소재관리 - 기타 : 전화카드 + 전화번호수첩, VCR 프로그램예약. 위와같은비접촉식 ID 카드를이용하면많은인원이밀집해있는사무실빌딩을지능화할수있으며, 이러한빌딩을 Intelligent Building(IB) 이라한다. IB와관련한밀리파 ID 시스템의요소기술을기술하면다음과같다. 가.IB를위한밀리파 ID시스템 1) 시스템구성 IB에서의 ID 시스템구성개념도는 ( 그림 3-8-6) 과같다. 여기에서사용되는 ID시스템들의 요구조건은< 표3-8-12> 와같이요약하여볼수있다

333 ( 그림 3-8-6) ID 시스템구성개념도 < 표3-8-12> ID 시스템의분류및요구기능 보수, 관리자 ID 시스템출입자 ID 시스템외래지 ID 시스템 원하는기능순회관리입퇴실관리출입영역관리 소재관리 표시기록수집열쇠,PBX와연동음, 열쇠연동 센싱거리 0.5m 1~5m 10m 정도 ( 입구통과) 금지영역표시 데이터 R/W 필요필요불필요 동시식별대조적음다수중 (5-10 명) (2-3 명) 소지형태순회키명찰명찰 tag 메모리용량중대소 (1~2KByte) 결합시스템빌딩관리시스템 PBX 구내 LAN (1KByte 이상) (100bit) 구내 LAN 크기순회 Tag상당명찰상당면회카드상당 중량 50g 정도 10g 이하 20g 정도

334 시스템구성시에는실내라는전송로특성, 통신보안문제등을고려하여야한다. IB의경우 빌딩내에서시스템이동작하므로건물벽, 집기류등에의한다중경로현상, 주변기기에서 방사되는전파잡음이많다는것을고려하여야한다. 옥외의경우처럼전송로가불량일경우 우회전송로를선택할수없다는것도고려해야한다. 특히데이타를전송하는 ID 시스템의 경우전송품질, 전송량을결정할때전송로의상태가열악하고잡음이많은경우를고려하 여최적통신방식을선정해야한다. 2) 기술사항 가) 통신방식 밀리파발진출력을크게하는것보다발진출력을작게하고안테나이득을높여서전체적인 시스템이득을높이는것이유리하다. 또한 ( 그림 (a)) 와같이기지국뿐만아니라단 말기도발진기를가지고있는경우도있고, ( 그림 (b)) 와같이기지국에서발생시킨 고주파에너지를단말기에서수신하여그에너지를반송파로이용하는시스템도가능하다. 후자의경우기지국에서단말기를호출할때는 ASK(Amplitude Shift Keying) 신호를사용 하며, 단말기에서는이 ASK 신호를수신하여반송파를분리한후필요한데이타를바랙터 다이오드를이용한변조기에입력시켜 PSK(Phase Shih Keying) 변조한다음반송파에실 어기지국으로전송한다. 이러한경우단말기의고주파신호발생부를없앨수있다. 나) 송신출력 일반적으로송신출력레벨은전송하고자하는정보의종류( 데이타, TV, 전화) 변조방식등 에의해결정되며 ID 시스템처럼저속데이타를송수신하는경우에는협대역저출력이가 능하다. 현재의기술로서는밀리파발진기, 증폭기의효율이극히낮은상태여서발진출력이작으므 로안테나기슬, 변복조기술, 신호처리기술로써이를보완하여낮은송신출력에서필요전 송품질을확보하여야한다. 송신전력의효율은주로소자의특성에의해좌우되므로고효율 전지구동이가능한저전압밀리파소자개발이필요하다

335 (a) (b) ( 그림 3-8-7) ID 시스템통신방식

336 근거리통신에있어서의송신전력을구하는방법과계산에사용한각파라미터의값은아래와같다. - 송신전력 : Pt = NF+KTB+C/N-Gt=Gr+Lf - 주파수 : F = 50GHz - 잡음지수 : NF = 15dB - 대역폭 : BW = 20GHz - 송신안테나이득 : Gt = 20dB - 수신안테나이득 : Gt = 5dB - 변조방식 : 2 level ASK, FSK, PSK - 최소수신전력대잡음전력비 C/N는 BER 1 x 10-4 을기준으로하여계산 C/N = 15.2dB(2 level ASK, 비동기검파, BER = 1x10-4 ) = 12.5dB(2 level FSK, 비동기검파, BER = 1x10-4 ) = 9.2dB(2 level PSK, 비동기검파, BER = 1x10-4 ) Lf = 60.3dB(50 cm) = 66.3dB(1m) = 72.3dB(2m) = 80.3dB(5m) = 86.3dB(10m) Pt = C/N+Lf = C/N+Lf 변조방식과센싱거리에따른송신소요전력을 < 표 > 에나타내었다. 다) 변복조기술 ID 시스템의경우저속, 소용량, 데이타전송이므로 ASK, PSK, FSK, GMSK Spread Spectrum Random Access 방식을고려해볼수있다

337 각변조방식별특징은< 표3-8-14> 과같다. < 표3-8-13> 변조방식별송신소요전력 < 표 > 변조방식비교

338 라) 안테나 ID 시스템에사용되는안테나는다른시스템에서사용되는안테나에비해소형, 경량이어야 하며, 특히단말기용안테나의경우는더욱그러하다. 그러므로안테나형태는평면안테나, 스트립안테나의사용을고려해볼수있다. 편파에는직선변파, 원편파가있다. 직선편파에 는수직편파, 수평편파가있으며, 원편파에는좌회전편파, 우회전편파가있다. 따라서편파 를이용하면 ( 그림 3-8-8, 9) 과같이하나의주파수채널을이용하여송신과수신을할수 있다. 그러나원편파의경우편파면이회전하므로송수신안테나가서로정면을향하고있 지않아도되므로무선 ID 시스템과같은이동체통신시스템에서는직선편파에비해적합 하다. (1) 평면안테나 프린트기판을이용하는평면안테나는소형, 박형으로만들수있고저가이면서대량생산 이 가능하므로 ID 시스템에 적합하다. 구성법에 따른 프린트 안테나의 종류를 ( 그림 ) 에예시하였다. 프린트안테나를실용화하는데있어서는저유전율, 저유전체손실 기판개발, 급전선손실저감, 이득향상설계기법개발등이해결해야할과제로남아있다. (2) 프린트안테나용기판안테나용기판의특성은유전율, 유전체손실, 강도, 가격등에의해좌우된다. 상품화되어 있는대표적인유전체기판데이타를 < 표 > 에나타내었다. 기판의두께는 0.02λ λ 0 (λ 0: : 자유공간파장) 를사용하므로 30GHz의경우기판의두께는 mm이므로그 두께가매우얇기때문에기판의강도가높아야한다

339 ( 그림 3-8-8) 직선편파 ( 그림 3-8-9) 원편파 (a) 좌회전편파 (b) 우회전편파 (a) 원형마이크로스트립패치 (b) 방형마이크로스트립패치 (c) 마이크로스트립선로안테나 (b) 마이크로스트립슬롯안테나 ( 그림 ) 대표적인프린트안테나

340 < 표 > 기판의특성 (X 밴드) (a) 패치형 (b) 슬롯형 (c) coplanar형 (d) 선형 ( 그림 ) 패치안테나에의한원편파발생 (3) 안테나소자평면프린트안테나에는구조에따라패치형, 슬롯형, coplanar 형, 선형으로나누어볼수 있다. 각형태의프린트안테나종류를 ( 그림 ) 에나타내었다. o 패치안테나 패치안테나의형태는원형, 방형이있으며, 지향성은프린트패턴면과수직인방향을갖는 다. 패치안테나의급전방식을 ( 그림 ) 에나타내었다. o 선형안테나 선형안테나의구조를 ( 그림 ) 에나타내었다. 이와같은단일앨리민트들을이렇게 배열하면( 그림3-8-14) 과같은배열안테나를만들수있다. o 슬롯안테나

341 스트립라인과반파장정도의슬롯을조합하여안테나를구성한다. 지향성은슬롯에대해서 양방향이며, 한쪽방향에반사기를부착하여원하는패턴을얻을수있다. ( 그림 ) 에 슬롯형, 패치안테나의구조를나타내었고 ( 그림 ) 에안테나패턴의한예를나타내 었다. ( 그림 ) 변형원편파패치안테나 ( 그림 ) 선형안테나

342 ( 그림 ) 배열안테나 ( 그림 ) 슬롯형패치안테나

343 ( 그림 ) C밴드원편파평면안테나특성 (4) ID 카드의전원 ID 카드는카드라는속성상크기, 중량, 사용가능시간이실용화의관건이다. 이와같은요소에가장밀집하게관련되어있는것은전지이다. ID 카드에전지를사용하는경우전원용량은밀리파출력의크기, 변복조방식, 정보전송속도에의해좌우되며, 특히밀리파출력의경우현재기술로서는효율이매우낮으므로전원방식결정에있어서최대요소가된다. o 무전원방식무전원방식은기지국에서카드로보내오는고주파에너지를정류하여 ID 카드의전력으로사용하는방식이다. 그러나많은 ID 카드는사람이휴대하게되므로기지국에서카드로송신하는전력에제한이따르게된다. 또한현재로서는밀리파의발진효율이좋지않으므로실용적인전력전송에어려움이있다. o 전지급전방식전지는충전이불가능한 1 차전지, 충전이가능한 2 차전지가있다. 전지의용량, 충방전특성, 형태도다양하다. 전지별주요특성을 < 표 > 에나타내었다. 전지를선정할때는카드의송수신특성, 즉송신시에순간최대부하가필요하다는점, 크기, 중량에있어제약이있다는점, 유지보수가편리해야한다는점을고려해야한다

344 < 표 > 대표적인전지의특성 분류 전지명칭 단위전지당공칭전압 (V) 에너지밀도방전특성온도특성 Wh/ kg Wh/l 강전류방전특성전압안정성 충방전사이클수명 ( 사이클 ) 가격 비고 망간건전지 1.5V 20 ~ ~ O 가격저렴 1 차전지 알칼리망간전지 1.5V 수은전지 1.3V 70 ~ ~ ~ ~ O 가격저렴 X X - 소형 리듐전지 3.0V 250 ~ ~ 620 O O - 순시부하전류극대 2 차전지 납축전지 ( 밀폐형) 니켈. 카드뮴축전지 2.0V 1.2V 15 ~ ~ ~ ~ 70 O O O 50~300 O 무겁다 O O 500~5000 O ㆍ순시부하전류극대ㆍ보존기간이짧다

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352 제 4 장스펙트럼공학기술

353 제4장스펙트럼기술개발 제1절개요 최근들어국내무선국의수는급격히증가되고있다. 90년도의국내총무선국이 23만국 에비해 93년 2월약 52 만국으로증가되었는데이는 90년이전의총무선국이증가한수 만큼 3년만에증가되었으며향후 2000년도에는약 1.000만국이넘어설것으로예측하고 있다. 이러한무선국증가에반하여사용할수있는스펙트럼사용량은한정되어있기때문에이러 한수요를충족하기위해서는앞으로스펙트럼의효율화기술과더불어적절한스펙트럼공 학기술을필요로하고있다. 그러나현재국내주파수할당업무를분석한결과대부분이수작업으로진행됨에따라업무 처리의지연과더불어비효율적인주파수할당이진행중이며주파수할당의기술계산의비정 확성으로인해주파수사용효율이매우떨어지고있는실정이다. 그리고국내주파수사용현황및주파수이용률분석, 수요예측의결여로인해단기적인주 파수사용계획만이제시됨에따리향후를대비한장기적인주파수대별이용계획등은현재 미비한실정이다. 또한주파수배분, 할당에있어사용자의주파수요구나무선서비스실시에 맞춰주파수가정해짐에따라체계적이고효율적인주파수배분, 할당과는거리가먼실정 이었으므로스펙트럼을책임지고있는국가기관의임무인장비및사용의표준화, 주파수 계획, 적절한주파수관리라는 3 가지임무가소홀해왔다. 본연구에서는이러한미비점을보완하기위해주파수관리에대한 ITU, CCIR 등의동향을 분석하여국가주관부서에서의임무와더불어연구, 개발해야될몇가지분야를설정하였 다

354 첫째, 주파수를효율적으로할당하기위한방안과이용률산정을위한방안을살펴보았으며 1 3GH에서향후사용될새로운서비스와각국의사용계획을분석하였으며이동통신에서의주파수자원을재사용하기위한셀할당기법을비교분석하였다. 둘째로, 주파수할당을효율적이고정확하게하기위해국내주파수할당과정을분석하여이절차를자동화하기위한요구사항을정의하였다. 이때, 주파수대역은현재무선국의약 80% 이상을차지하고있는 VHF/UHF대역으로범위를설정하였으며자동화에필요한컴퓨터시스템의선정및데이타베이스툴의선정과기능에대한요구사항을정의하였다. 셋째로, 이러한주파수할당자동화의큰부분을치지하는 EMC분석을위해 VHF/UHF대역의각국에서개발또는시험한전파전파예측모델을비교분석하여국내의환경과요구사항에적합한모델을선정하여프로그램화하였다. 그리고동일 site내에서여러무선국이같이사용될때발생되는혼변조에대한이론을분석하여내년의프로그램화를위한분석이있었다

355 제2절국가스펙트럼관리임무분석 1. 국제동향무선전파스펙트럼을어떻게효율적으로이용할수있을까하는문제는스펙트럼사용요구가한층증가함에따라점차복잡해지고있으며가용스펙트럼을가지고많은주파수배분요구를수용하기에는아무리스펙트럼의범위를넓혀간다하더라도충분치못하게되었다. 게다가각회로별정보용량은전달되는통신빈도나신호의특성이늘어나므로새로운요구를만족하기위해계속증가되어왔다. 사용가능한스펙트럼의용량증대에도불구하고부적절한스펙트럼이존재하기때문에스펙트럼사용의효율성을높이기위해서는모든가능한수단을강구하기에이르렀다. 끊임없는통신발전으로무선통신은새로운활동분야의창조와더불어꾸준히확대되어왔으나, 무선주파수스펙트럼의급격한이용으로인하여기존의수단과방법으로써는개별적인무선서비스에대해간섭없는주파수배분요구를더이상들어줄수없게되었다. 또한, 개개의무선국이나서비스에대한요구는시간, 공간, 주파수를같이쓰지않으면만족할수없게되었다. 더구나, 상호간또는다자간협정의필요성이증가하고있다. 이는무선주파수사용에있어서단순한네트워크(Network) 계획형태의일반적인지정절차로서는가까운장래에는물론먼장래에는더이상사용될수없음을뜻한다. 앞으로는주파수지정에앞서전자기친화력(ENC) 계산이먼저이루어져야할것이며이같이방대한기술적, 행정적업무는사용설비에대한자세한지식뿐만이아니라전주파수스펙트럼의실제적특성에대한지식도필요로한다. 이런문제들에대한해결책은새로운스펙트럼관리기술의도입을요구하기에이르렀다. 스펙트럼관리는유해한간섭을일으키지않으면서도효율적인무선통신서비스를보장해주는행정및기술적인수단이결합되어야한다. 이러한일환으로 1979년스위스제네바에서열린 WARC-79 권고안 No.31 ( 무선주파수관 리에있어서컴퓨터이용기법) 에서검토된사항은아래와같다

356 - 무선주파수스펙트럼의수요증대에따른스펙트럼이용개선 - 무선주파수관리에따르는문제점해결에는데이타저장, 데이터조회및분석능력을요구하고있으므로결과적으로컴퓨터방식으로바꾸어나가야한다. - 무선주파수의관리행정은절차가방대해지고복잡한업무가되어가고있다. - 기술의발전으로인해컴퓨터성능이강화되어적당한가격의미니또는마이크로(PC) 컴퓨터로서도관리업무를행할수있게되었다. - 무선주파수관리에있어서많은행정단위에대한컴퓨터이용기술지도가요망된다. - 행정단위사이의조정을뒷받침하고 IFRB의데이타교환을위해어느정도의자료교환이필요한다. - 무선주파수관리에있어서많은국가들이컴퓨터시스템에관심이있으며일부국가는원활히개발중에있다. - 사무국에서는컴퓨터자원의이용을가능하게하고연합회의모든연구기관과각국에대해필요한경우조언을제공한다. 이에따라 CCIR 에서는아래와같은권고사항을제안하였다. - 무선주파수관리에대한컴퓨터응용기술의여러측면에대한설명과 1982년까지확립된접근방법에대한정의, 다양한실제응용수준에대한지침제공및국제협력의여러측면에대한권고안을담은핸드북의준비 - 핸드북의정기점검및개정 - 핸드북의준비에있어사무국과 IFRB의협력

357 이러한 권고안에 따라 1983 년 "Spectrum Management and Computer-Aided Techniques" 라는 HandBook을발간함으로컴퓨터자동화를통한효과적인스펙트럼관리 방법을수립하는데지침이되게하였으며 '86 년, 90년에는컴퓨터시스템의급격한발전에 따라개정판이나왔으며 94 년에또개정될예정으로있다. 그러나각국에는각국의전파 환경과고려요소가있으므로각국에서는자동화필요성을파악하여각국가에필요한스 펙트럼관리시스템을설계하여그구조에맞는 H/W, S/W D/B, 개발 Language 등을고려 하여개발하여야할것이다. 이런취지에따라본사업에서는주파수관련국가주관부서가해야될임무를분석한후 그임무에따른스펙트럼관리기술의자동화범위를파악한후그구조에적합한자동화 시스템을정의하여 94 년부터본격적으로개발하려고한다. 2. 국가임무한나라가국제통신규약을비준하거나그것을동의할경우그나라는그규약과별첨된무선주파수관리규정을다음과같은조건을고려하여국내관리에적용될수있도록국내법을입법하여야하며무선주파수스펙트럼을효율적으로이용하기위한조직이있어야만한다. l 어떤기술적인특성에대해제한규정을둘때국제협정에서규정하고있는것보다더약해서는아니된다. 2 주파수사용에대한국가적인계획을통하여미리미래에대한예측을제공한다. 첫번째조건은특정의조건아래서모든사용자가서비스를받을수있도록해야되며행정당국의국제의무가확실하게충족될수있도록국내규정의확립을필요로한다. 두번째조건은서로다른사용자들간에확실한조정역할을해줄수있는행정망국이있어야한다. 이망국은기술적인능력과행정적인수단을보유하고있어서국내법규가적용되고있는지, 다시말하면, 자국내에서주파수스펙트럼을관리할수있는지를체크및조정할수있는수단을가져야한다

358 이러한국가스펙트럼관리당국의주요임무를요약하면 ( 그림 4-2-1) 과같은표준화, 주 파수할당및계획, 효율적인관리의3 가지로볼수있다. ( 그림 4-2-1) 스펙트럼관리당국의임무 가. 표준화 표준화의주요목적은스펙트럼의보다나은이용을위하여송신, 수신장비기타기계등 간섭을일으킬수있는장비들에대해기준에맞는조건을기술적으로또는행정적으로자 세히지정하는데에있다. 이조건들의몇몇은무선주파수관리규정, 이를테면주파수허 용차, 스퓨리어스발산허용기준등의조항에포함되는기술적인금지규정의형태를가지 게될것이다. 스펙트럼의알맞은사용을위해서는표준화가필수적이다. 예를들면, 만약인위적인소음 이규제되지않는다면이는대도시중심부에서는소음이엄청나게커질것이며, 여기에무 선국이들어선다면운영시이소음을견딜만한수신을보장하기위해서는높은출력의전 송장치를사용해야되는데이는다른사용자들과의간섭가능성이높아진다

359 국내의많은무선사용자를만족시키기위해서해야할것은시스템의성격, 즉변조기의타입, 채널범위, 사용출력등에대한표준화계획을수립하는일이다. 나. 계획수립 ITU 무선주파수관리회의는서비스할주파수대역을배정하지만이주파수대역안에서실제의주파수지정은행정당국의업무이다. 따라서어떤행정당국에서는관리목적에맞추어주파수배분표에서보다더자세한규정을적용시키는것이바람직할수도있다. 그리고어느한주파수대역은행정당국에서 2개의주파수대역으로나누어하나는전적으로서비스 A 에, 또다른하나는서비스 B에나누도록결정할수있는것으로주파수대역사용시스펙트럼관리국에서는다양한사용자의욕구를조정할수있어야한다. 몇몇특별서비스를위해관리당국은국가주파수계획을수립하는것이꼭필요하다. 육상이동서비스의경우에는무선주파수사용자의범주를설정할필요가있으며사용자의범주로서군, 소방기관또는공안용이될수도있을것이다. 다른범주의예로서는택시나무선전화등일것이다. 스펙트럼의종류에띠라범주별우선순위가다른것이므로어떤주파수는특정범주를위해남겨놓을수도있을것이다. 스펙트럼관리당국은이러한계획수립을행하여야한다. 다. 적절한관리국가스펙트럼관리는일반적으로다음과같다. 1) 국내법규와의일치국내법규는무선주파수관리규정의적합한조항들을포함하고있으므로주파수를지정할때는이규정들과조화를이루어야하며, 이에맞추어나가는것이필요하다

360 2) 유해간섭의가능성측정첫째, 무선서비스국에대한주파수지정계획이없는경우 ( 예, 고정서비스) 는관계당국의자의에의하거나또는더바람직하게는사용자의신청주파수를정할국가조정기구에일임할수있다. 그리고지정된주파수는발산의성격이나서비스활동의기간등에서해당무선통신의형태에적합해야한다. 그리고, 국제지정또는배분계획이있는주파수대역에서주파수결정은그계획의내용에따라서사용할주파수를고르기만하면되며, 이경우그특정주파수또는채널은지정또는할당될수도있다. 계획에서기재되지않은다른주파수를사용하려고한다면사용할주파수를무선주파수관리규정의관련조항에따라서선정되어야한다. 3) 허가허가란명확히규정된규정하에서무선국운영의법적자격을부여하는과정이다. 무선관리규정 No.2020은어떠한무선송출국도그국이소속된관리정부의허가없이는설립될수없음을규정하고있다. 관리망국에서는스펙트럼사용자에대해면허사용에대한사용료를부과할수도있다. 사용료는스펙트럼의사용정도와경제적인이익에따라서부과된다. 4) 설비검사정부를대신하며허가를발급하는책임과관련하여, 국가스펙트럼관리국은무선국의무선주파관리규정의관련조항과국내법규및허가조건에따르는것을확인해야한다. 이목적을위하여관리국은방송국에대한감사를실시하고그들의활동을현장에서체크할수있도록필요한인원과장비를갖추어야한다. 5) 감시(Monitoring) 국가스펙트럼관리국은무선국의발산을감시하여기술적인특성을체크하고이들이면허발급에따른기준과다양한조건에따라운영되고있는지를확인해야한다. 감시무선국은유해간섭의문제를해결하는것과그러한간섭이없도록적합한주파수대역을찾아내는데큰도움이되어야한다

361 감시서비스는우선국내수요에맞도록설계되어야한다. 그러나무선주파수발산에는국 경이없으므로모니터링서비스국에서는 IFRB 및국제모니터링체제와함께다른나라들 과의협조에대비하여야한다. 관리국에서는흔히자국의고주파방송서비스를감시하는것이필요하다. 전계강도나점유 시간에대한데이타는지동시설에의해여러곳에서모을수있다. 모니터한것과이데이 타그리고간행된프로그램스케줄은컴퓨터데이타베이스에저장하여주파수선정과정을 돕는자료로활용될수있을것이다. 6) 주파수사용에대한전국적화일 송신또는수신국에대해일단하나의주파수가할당되면이할당으로차지하게되는스펙 트럼공간을나타내는모든기술적, 운영적자료들이정부자료화일에기재되어야한다. 이 화일은이후의사용지정에참고가될뿐아니라다양한사용자의실제적인요구에대한전 국적인자료를모으고이를계속적으로갱신해나가는것에대해최대의노력을기울여야 할것이다. 화일의크기와용도에맞는현대화된컴퓨터처리와기록기술을도입하는것이 매우유용하다. 7) 인위적인잡음방지인위적인잡음( 공장기계, 과학및의학용기자재, 전선, 각종공사용교신및기타무선장 비에야기되는잡음) 이무선통신에서는하나의문제가된다. 이러한인위적인잡음을줄이 기위해잡음원에대한절연및필터사용등여러기술적인장치들이사용되고있다. 인위적인잡음에대한허용기준값은국내및국제적인수준으로발전되어왔다. 인위적인 잡음의 한도를 정하는 국제 권고안이 국제전기공학 위원회 (IEC : International Electrotechnical Commission) 의 무선 간섭에 대한 국제 특별위원회(CISPR : International Special Committee on Radio Interference) 에의해게시되었다. 국별인위적 잡음에관한규제는일반적으로이권고안에따르고있다

362 8) 외부조정요구관리당국이자체무선국에대해행하는조정의요구이외에도외국으로부터조정이나간섭의위해에대한평가분석을다루어야할필요가있다. 이는다른국의주파수지정이자국의무선국에미치는것일수도있고그반대일수도있다. 우주시스템조정의요구, 지구국및지상무선국지정및의국의무선전과, 해안국등과관련하여무선관리규정에따라협정을요구하는경우또한적용된다. 3. 국내현황및향후방향국내에서는체신부내전파관리국에서스펙트럼에관한국가관리임무를수행하고있으나현재까지국내주파수업무는사용자가시스템을선정또는새로운통신사업자가서비스를개시시주파수할당이나배분을하여왔기때문에효율적인주파수할당이이루어지지않고있다. 또한, 이러한국가주관부서의업무처리가현재까지는대부분이수작업과부분적인전산화로처리됨에따라장기적인계획수립과표준화업무에많은지장을초래하였고향후도래될새로운무선서비스에대한자국의표준화또는주파수사용계획이항상민간의요구보다늦게발표되어왔다.( 그림4-2-2 참조) 그러나국가주관부서의임무를적절히수행하기위해서는행정적, 기술적절차가유기적으로연결되어종합화되어야될필요가있으나국내에서는현재무선국허가ㆍ관리시스템, 전파사용료시스템등행정처리에관련된자동화는많이진척이되어왔으나전파공학기술계산용은일부 M/W 대역과방송분야에한하여일부자동화되어있는실정이며향후새로운서비스에대한주파수사용계획도서비스개시에맞춘단기적인계획에그치고있다

363 ( 그림 4-2-2) 국내전파관리업무처리현황 그러므로, 주파수자원의효율적인사용을위해주파수할당방안을분석하고향후 5년간의 수요를예측하거니세계적으로예시되고있는새로운무선서비스에대한주파수분배에대한 장기적인관점에서의주파수이용계획이수립될수있는연구가있어야하며자동화분야에서 는현재개발된부분과개발이미비한분야를종합적으로연계시켜주파수자원의이용을 극대화시킬필요가있는데이러한종합화계획은현재국내주관부서책임하에종합적으 로추진되고있으므로본사업에서는현재가장급격히무선국이증가하고있고사용자가 많은 VHF/UHF대역의 주파수할당을 자동화시키는 것이 가장 시급하다고 판단되므로 VHF/UHF 대역주파수할당자동화시스템을 93 년부터 95년까지구축하는것을목표로하 여연구를진행중이다

364 제3절효율적주파수할당동향 1. 효율적인주파수할당방안사용자의목적에기술적으로적절한스펙트럼의일부와그무선국이속하는범주의용도를위하여계획된주파수밴드중에서정부에의해서할당주파수가선택되어진다. 여기서의이러한범주를서비스라고하고그주파수밴드가서비스에분배(Allocation) 되었다고한다. 주파수를무선국에할당(Assignment) 하는데있어서, 행정부는송출된신호가목표된수신국에도달함을다음과같은관점에서보장하는데주안점을둔다. 1) 충분한신호의세기 2) 다른인가된송신국으로부터의혼신에의한전파감도의허용할만한수준 3) 동일또는인접주파수를사용하는다른송신국으로부터의신호를수신하기위해인가된다른수신국에야기시키는혼신의크기가허용할만한수준 4) 그지역에서차후다른목적으로사용되어될수도있는스펙트럼의불필요한점유배제등이다. 이러한목표를달성하기위하여정부는대체적으로인가중에할당된주파수에서송출되는신호의송출력을규정한다. 송출신호가야기시킬수있는혼신의정도를결정시키는다른파라미터( 송출신호의점유대역폭과송신안테나의주요특성) 등은인가중에규정되거나송신형태의승인조건등을통하여부과될수있다. 더불어다른송신국으로부터의송출신호가혼신을야기시키는지의여부를결정하는데있어서, 정부는수신시설이기술성능의규정된표준을만족시킨다는것을가정한다

365 신호또는혼신의수준이허용할만한정도인지아닌지의여부는대부분의경우필요한전파경로자료와전송로상의지형에대한정보가주어졌다는가정하에서충분한정확도를가진계산방식에의해서결정이된다. 하지만, 종종주파수할당은실제운용상에서있어서적절한성능이이루어지고과도한혼신이일어나지않는다는것을조건으로하는조건부인가로서간주된다. 만일과도한혼신이연속적으로야기될때에는정부는그혼신의원인을제거하는데직접나서게된다. 개개의전송국에할당된주파수와몇가지기본적인송출및장비에대한파라미터는국가적인주파수할당기억장치에보관이된다. 몇가지적절한등록양식이이동국사용의등록에사용된다. 수신국에대한할당도유시한방법으로등록된다. 이러한기억장치는장래에동일또는인접주파수가할당될수도있는다른무선국에의그리고무선국으로부터의잠재적인혼신정도를계산할수있는기본적인기능을보유한다. 이러한예기되는혼신의정도를계산하는과정은그계산에포함된모든송수신국들이주파수할당을담당하는정부부처의재량권내에있을경우에만가능한것이다. 그러나주파수할당을하는시점에있어서다른인접국가로부터또는그인접국가로의혼신정도의가능성또한고려되어야만한다. 인가증발급시요구되는기술적인요구사항은무선스펙트럼사용의효율성을증대시킴으로서제한된주파수스펙트럼내에서운용할수있는무선시스템의증가를도모하는데그목적이있다. 동일한이유로정부는주파수할당이효과적인방법으로무선국에할당될수있도록주의를기울인다. 그러나엄격한규정에맞는장비는대체적으로덜진보된장비보다도비싸며, 정부가효과적인주파수할당에주의를기울여야만하는계획은종종스펙트럼관리자의기술적이고가격적인측면에서가장시급한것이기도하다. 더욱이주어진수요를상정할때, 효과적인주파수계획에대한요구가장비의수행능력에대한엄격한규정에의해서감소된다는측면에서, 수요와엄격한규정간에는상충관계에있다고할수있다. 이러한경제적인차원에서의스펙트럼관리는중요하다. 무선국시설에대한수요는증가추세에있으며, 그추세는지역별로, 무선스펙트럼의서비스종류에따라서다르다. 정부는관리방법과기술적인요구사항이야기시키는국내수요에대한예측및평가를하여야하는반면에외국의스펙트럼사용이자국내에있어서의자율성에영향을미치는지의여부를고려하여최적의관리정책을찾아야한다

366 가. 주파수할당의요체대부분의무선서비스에있어서, 전송국의인가증에는그무선국에인가된주파수또는주파수들과송출전력, 대역폭과기본적인안테나사양등과같은다양한전송파라미터가명기된다. 다양하고기술적이며강제적인운용지침또한명기되기도한다. 많은수신국의인가증에도그에대응하는규정조건들이있다. 할당주파수의선택, 기술적인운용지침의결정, 그리고행정상의이러한기능을지지하는다양한관리절차에는다음과같은요체가포함된다. (a) 할당된주파수가인가인의장비에서사용될수있어야한다. 따라서대체적으로인가인으로서는장비를구입하기전에할당될주파수와그대역폭에대한인지를할필요가있다. (b) 거의예외없이할당주파수는그주파수가사용될서비스종류에대한국가적인주파수분배대역내에있게된다. (c) 주파수가국제링크용이거나그주파수송출이다른인접국의관할권내에있는무선국에혼신을주거나받게되는경우에는그주파수가사용될서비스에대한국제주파수분배표(RR Article 8) 상에할당된주파수대역으로부터주파수가결정된다. (d) 할당주파수의전파경로상의전파전파특성에대한예측을고려함으로써, 인가인의장비에대한특성( 특히, 안테나특성) 과인가된송출파라피터등은그송신시스템이운용시요구되는표준을만족시키고혼신을줄일수있는그러한것들이되어야한다. (e) 대부분의무선서비스에있어서, 할당주파수의선택에는예견되는강한혼신이적절하게고려되어야한다. 전송용으로할당된주파수의사용은다른전송국으로부터그주파수또는인근주파수를수신할수있도록이미인가된다른무선국에허용하지못할정도의혼신을야기시켜서는안된다. 유사하게, 수신을위한할당주파수의사용은그주파수또는인근주파수를전송할수있도록인가된기존무선국으로부터의허용하지못할정도의혼신을받아서는안된다. 혼신이새로운무선국운용이시작된후에야기된다면그문제는전형적으로새로운신규신청자에게다른주파수를할당함으로서해결된다

367 (f) 무선국에주파수가할당된후에, 국가적인주파수기억장치에는그할당에관계된세부내역이기록된다. (g) 적절하다면, 정부는무선국의할당된주파수사용에대한권리를국제적으로공고히하기위한감시를할수있다. (h) 송출신호에대한전송국을감지하기위하여가능하고혼신을야기시키지않는범위내에서전송국에대한요구사항이주어질수있다. (i) 강제적인운용지침이정부에의하여인가증에명시되기도하는데, 이는전형적으로통신에대한비밀보호및긴급및재난용통신주파수의보호등에정부가합의한국제적인약속을이행하기위하거나, 공공용전기통신시설의품질과연결된정부의목적을달성하기위함이다. (j) 할당주파수의선택에는여러가지목적이반영되는데그중성능면에있어서는허용할만한정도의혼신을내재하는효율적인운용과스펙트럼이용에있어서의효율성의달성이다. 송수신장비의성능표준화송출파라미터의한계는인가라는수단으로정부에의하여이러한목적을위하여부과된다. (k) 정부는무선국이정부의허가없이운용되지않도록한다. 역으로말하자면, 스펙트럼사용에인가된권리를보호하기위하여어떠한조치가취해질수있는데, 경우에따라서는인가된주파수의사용이거부될수도있다. 대부분의주파수할당은송출력이낮고, 가시거리통신과같은상황이대부분인스펙트럼대에서운용되는국지적인무선국의전송과혼신에대하여매우민감하지않은수신국을위하여행하여진다. 영토가매우작은나라를제외한대부분의국가에있어서는이러한주파수할당은다른인접국의할당사항을고려하지않고서이루어질수있다. 그러한할당으로는 (c) 와 (g) 를제외한위에서열거된요체들이며정부가수행하는국가적인주파수할당기능등이그주류를이룬다

368 나. 국가내에서의주파수할당무선국이속하는서비스, 국가주파수분배표의규정과기존시스템에의할당으로점유된주파수대역범위등을고려함으로써새로운무선국할당에요구되는주파수들로부터주파수대역이결정된다. 인접국과의혼신문제를고려할필요가없는경우에는특정주파수대역에서무선국에할당될새로운주파수의선택은다음과같은두가지기본방법에의해서결정된다. (1) 국가내주파수계획 : 국가내무선채널계획은여러개의주파수대역내에서결정된다. 예를들면, 육상이동통신서비스용으로분배된 VHF 대역에서는채널계획은 25KHz 또는 12.5KHz 대역폭을갖는순방향과역방향의조합으로채널이이루어진다. 육상이동통신을위한기지국과이동국용으로할당이요구될때, 새로운무선국이운용될지역에서이미사용되고있지않거나사용하더라고적게사용되고있는채널조합이선택되고할당되어진다. 주파수할당이고정국사이의링크용으로요구될때는, 다음과같은세가지제약하에서채널조합이인식되고할당된다. - 각각의수신국에감지되는원하는신호의세기가적당하다. - 기존할당된무선국들로부터새로신설될무선국에수신되는전체혼신이허용할만한수준으로낮다. - 새로신설된무선국이기존무선국에야기시키는혼신이허용할만한수준으로낮다. 신호의세기또는혼신의정도에대한예측이일반적으로이용되는데, CCIR에의해서전파전파자료에대한광범위한연구가행하여지고있다. 모든새로운할당에대한자료는국가주파수할당기억장치에기록되는데이는혼신에대한예측치를효과적으로사용하기위함이다

369 다른종류의시설물또는시설물들의조합체에게는주파수계획과선택이실질적으로는매우복잡하지만원리적인면에서는매우유사하다. 주파수할당의적절한지역적인분배로효과적인스펙트럼유용화를달성할수있는적절한절차가고안되어야한다. (2) 검사방법 : 동질의송출집단에서사용되는주파수대역에서는국가적인주파수계획의효과적인구현이가능하지않을것이다. 이러한경우에는국가주파수할당에대한기억장치를검사함으로써새로운할당이요구될때적절한주파수의인식작업이가능하다. 신호와혼신의세기의대한계산을함으로써가능한주파수를할당하였을경우에만족스러운결과가얻어질수있는지도미리상정할수있다. 이러한방법들은, 특히검사방법은, 정보관리면에많은짐을지운다. 이러한짐을덜기위한가능한방법으로는정부가하는여러가지일들을무선국으로넘기는방안인데일례로는예정되는주파수할당에대한세역의공표인데이는국가적인주파수할당기억장지를검사한뒤잠재적인사용자에의해서동일밴드내의다른국내사용자에게공표하는방법이다. 이러한다른사용자들은그해당할당주파수에대하여자국의무선설비가예기된무선국에게혼신을주거나혼신을받게된다고생각할때그할당에대한이의를제기할수가있는것이다. 국가적인주파수계획은가능한곳에서는행하여진다. 검사절차는무선전파의사용이광범위한나라에서는고된일이지만다양하다는장점이있다. 무선설비에대한수요가많은지역에있어서는, 적절한소프트웨어와컴퓨터의도움없이는효율적인스펙트럼의사용을위한위의두가지방법이구현될수가없다. 그러한기술은 CCIR 보고서 841과 ITU 핸드북 "Spectrum management and computer-aided techniques 등에기술되고있다. 다. 효과적인주파수사용 1) 효과적인주파수사용의필요성주파수에대한모든수요를충족할만큼대역폭이충분하다면, 주파수는혼신을야기시키지않는모든무선국에할당되어질것이며, 통신시스템장비는요구되는전송용량과채널성취도를만족시키는범위에서최소비용으로설계될것이다

370 많은나라에있어서장거리혼신문제가배제되는데이로말미암아방송용, 육상이동통신용, 무선중계시스템용으로적합한주파수범위에는과밀현상이일어난다. 그러나, 30MHz 이하또는주요위성서비스용으로사용되는주파수범위에서는장거리혼신문제가무시될수없다. 이러한혼신의예기되는성장은문제의또다른차원을더하는데, 달리말하자면고정궤도위성의용량이한계에다다를수있는가능성등이다. 따라서고정궤도위성과많은스펙트럼의효율적인사용이필요하며, 이러한필요성은국제적인차원에서제기되고있다. 효율적인주파수사용의필요성과그의국제적인차원문제는 ITU에서여러가지수준으로다루고있다. 1989년도 ITU 헌장33 조에는다음과같이기술되어있다. 회원국은필요한서비스를성공적으로공급하는데최소한으로필요한주파수와스펙트럼의숫자를제한하는데총력을기울여야한다. 그러한목적을위하여회원국은기능한한빠른시일내에최신기술을적용하여야한다. 무선서비스용으로주파수대역을사용하는데있어서무선주파수와고정궤도위성용궤도등은제한된천연지원이라는사실과합리적이고효율적이며경제적으로사용되어져야한다는것을회원국들은명심하여야하며, 그렇게함으로서개발도상국의특수한요구와특정국의지역적인여건을고려한국제적인동등권리를보장하게된다. 2) 규제를통한스펙트럼사용의효율성효과적인스펙트럼사용에는두가지광범위한개념이포함된다. 첫째로는제한된최소한의지역내에서는다른무선시스템에게최소한의스펙트럼사용을거부하면서의도된기능을수행할수있는무선시스템의구현이다. 이러한개념을최적시스템격리화라고부를수있다. 둘째로는, 제한된지역내에서의많은무선국들이많은양의통신을수행할수있도록하여주는좋은스펙트럼관리기술과좋은무선시스템구성의조합이다. 이러한개념은최대스펙트럼점유라고부를수있다

371 시스템격리의최적화는무선설비계획의수동적인요소에주로의존한다. 최적화의중요도 는무선중계링크로모형화될수있다. 스펙트럼점유도는복잡하고유동적인데, 무선실비 에대한수요가시간과장소에따라서변동하는것에영향을크게받는다. 이러한개념은 아마도 VHF나 UHF 육상이동통신시스템에서가장명확하게모형화되어있다고볼수있 다. 그럼에도불구하고, 위에서기술한두가지개념모두대부분의무선시스템의전체스 펙트럼의효율적인사용에어느정도기여를한다. 이러한두가지개념을가지고분석된 스펙트럼사용의효율성은규제적인수단을통하여어느정도는강화될수있다. 두가지 개념에대한기본적인고찰은다음과같다. 가) 최적시스템격리화기본적인수준에는시스템격리화를증가시킬수있는방법이명백한데, 예를들자면, 지향 성이좋은안테나를사용한다던지송수신장치에서의선택중간주파수필터를사용하는방법 등이다. 대부분의인가증에는이러한특성들에대하여기술되어있다. 무선시스템의격리화를구현하기위한첫단계고려사항으로는무선중계망에서의단일링크 격리화를정량화하는방법을고려하는것이유용하다. 현재진행되고있는연구로는무선시 스템에서사용되는스펙트럼의효율성을객관적으로평가하는방법에대한탐색이며, 이에 대하여는 CCIR 보고서 662 에잘나와있다. 이러한문제는매우복잡할뿐만아니라최종 결과는모든무선시스템에응용될수있는유일한개념은아니다. 그럼에도불구하고, 더욱 더제한된응용성에대한유용한개념이이러한연구에대한부산물로얻어지는데, 예를들 면무선중계링크의스펙트럼사용의효율성을측정하는형태이다

372 따라서, C= 링크의통신용량에대한척도 L= 링크의길이 B= 요구되는무선주파수대역 S= 전송시점유되는공간에대한척도 라고정의하면 CL은링크에의하여제공되는무선통신시설에대한척도이고 BS는링크가 점유하는스펙트럼과공간의척도이다. 그러면, 임의의단위에서 으로정의된다. S는전송의출력유동밀도가특정한임계치를초과하는공간의부피로설명될수있다. 그임계치는다른가상링크의수신기가그의안테나가무지향성일경우견디어낼수있는혼신의최대치로결정될수있다. 그러면 S T 는무지향성일경우송신국에거절하는공간이다. 한편으로는다른부피 S R 을정의하는것이가능한데이는대상링크의수신국이무지향성안테나를가지고서허용임계치를초과하지않는혼신정도에서또다른링크의존재를허용할수가없는공간이다. CCIR 보고서 662에서는이러한방법을무선중계체인의스펙트럼이용의효율성을평가하는측면에서기술하고있다. 스펙트럼효율성에대한처방을좀더일반적으로응용할수있도록하는방안에대한연구가앞으로이루어져야한다. 그렇지만, 효과적인스펙트럼사용의일반적인원칙에대한인식의유용한출발이이미되어있으며, 이는다음과같이예시되고있다. (a) 링크의성취목표가달성되면송신출력을감소시킬수있으며이로인하여 S T 는줄어든다. 시스템의성취가수신기의열잡음에의해서제한된다면수신기의잡음요인을감소시킴으로서송신출력을줄일수있으며이로인하여 S T 의감소가이루어진다. 하지만이로인하여수신기는혼신에더욱더민감하여 S R 은증가하게된다

373 (b) 안테나특성을개선시킴으로서 S T 와 S R 의모양을변화시키고그크기를감소시킬수있 다. 원하는방향에서의안테나이득을증가시킨다면송신출력을감소시키는것이가능하며 (a) 에서언급된바와같은이득을얻을수있다. (c) 특정지역에서는, 원하는신호의전파경로를가로막지않는언덕과같은자연물들은유 용하지않은 S T 와 S R 의일부를절단하며, 그럼으로써그주파수대의다른잠재적인사용자 들에게거부되는공간을감소시키게된다. (d) 시스템의스펙트럼효율성은 C와 B 사이의비율을최적화함으로서증가될수있다. 예 를들면, 통신채널특성의변화, 기저대역신호처리, 변조과정의파라미터변화, 양극화방식 의도입등이다. (e) C/B 의최적화는전송신호의성향에영향을미침으로서수신기에혼신을초래하고, 그에 따라서 S T 와 S R 이증가되고감소된다. 예를들면, 4단계변조방식이동일한정보용량을가 지는 16 단계변조방식으로대체된다면, 송신기의출력이혼신에대한시스템의민감성을보 정하여주는한 C와 L 은변하지않고, B 는감소가될것이며, S T 또는 S R 은증가될것이 다. 이러한종류의연구를통하여효율적인스펙트럼유용화를달성할수있는시스템의기술적 인특성들을인식하는것이가능하여지고, 그럼으로써바람직한기술적인제약조건에대한 기준을제공할수있다. 나) 스펙트럼점유의최대화

374 주파수대역이단일전송용으로충분할정도로넓은무선채널로나누는문제를고려하고, 이러한채널들이연속적으로운용되는무선국에할당된다면, 그대역의모든채널들이할당되고구현된주어진무선국에서그대역이 100% 점유되었다고말한다. 하지만무선채널이간헐적으로운용되는무선국에할당되는경우에는, 그대역은특정지역에서 100% 점유도에접근할수있는데이는채널보다더많은무선국이있고모든채널이적어도한국이상의무선국에의해서사용되는상황에서모든채널이항상점유되는경우이다. 이러한스펙트럼점유의두가지측면은단일지역과밀접한관계에있다. 지리적인차원을고려하기위하여단일시스템에서의요인 S 에의해서정의되는지역을염두에두는것이필요하며, 주어진채널에할당된모든시스템과관련된지역들의합을완벽하게채워주는방법이의문이다. 주파수대역점유에대한제약조건은채널을간헐적으로점유하는무선설비와특히관련이있으며이의전형적인예는이동서비스에서찾을수있다. 각자의채널이오직한개의무선국에할당된다면점유도는매우낮을것이다. 만일수개의전송국이동일채널을사용한다면교통량이많은시간대에는점유도가매우높게나타나지만사용자에게는그채널의혼신도나비가용도가높게된다. 공급원칙에바탕을둔주파수할당을위한운용통제장치가공유되는것이바람직하다. 여러개의무선국이접근이가능한여러개의채널들을공유함으로서, 교통량이많은시간대에가용도와점유도를높일수가있는데이는좋은시스템구조의예가된다. 운용적인요구사항과기술적인파라미터등은주파수를무선국에할당하는과정을복잡하게한다. 하지만, 지리적인여건을고려하는스펙트럼점유의개념은주파수할당이행하여진과정의효율성을진단하는데유용하다. 마지막으로효과적인무선스펙트럼유용화에중요한요인은좋은전계환경이다. 스퍼리어스발산을최소화함으로서잡음문제를좀더쉽게해결할수가있다. 채널사용에대한행정적인규제를통하여여러종류의전기장치에의해서생성되고무선국의인접성에의해서야기되는무선주파수의잡음을감소시킬수가있다

375 2. 1 3GHz 주파수활용동향전세계적으로이동통신에대한수요가폭발적으로증가하고있어이러한수요를감당하기위한노력이진행되고있다. 이동통신에사용되어왔던주파수대는 VHF(30MHz 300MHz) 대역으로지금도이대역에서여러가지의이동통신서비스가제공되고있다. 그러나이동통신의수용증대와다양한형태의이동통신서비스의출현으로 VHF대역이이미포화상태에달했고향후예상되는수요의증가추세로볼때이의해결을위한돌파구가필요한실정이다. 이러한해결책의일원으로 1 3GHz에해당하는준마이크로파대역이이동통선용으로주목을받아분배되고있는실정이다. 본절에서는준마이크로파대역이이동위성통신, 차세대이동통신(FPLMTS), 디지털음성위성방송, 항공공중통신, 저궤도위성통신등에분배되고있는국제적인동향을고찰하고자한다. 가. 이동위성(Mobile Satellite) 용주파수활용전파이용기술의발달에따라새로운전파이용시스템이개발되거나기존의전파이용서비스에대한수요가증대하게되면그에필요한주파수가요구되지만주파수의사용에대해서는국제전파규칙에의해사용할수있는범위가주파수대별, 사용지역별로정해져있기때문에마음대로사용할수가없다. 따라서, 사용할수있는주파수범위를새로설정하거나확대또는사용조건등을개정할필요가생기게되는데이때국제전기통신연합 (ITU : International Telecommunication Union) 에서는연합의회원국과전기통신관계의국제기구등을참석시킨가운데국제전파규칙을개정하기위한회의를개최한다. 이회의를세계전파주관청회의(WARC : World Administrative Radio Conference) 라한다. WARC-92 에서는이동통신및이동위성용으로가장적합한준마이크로파대역(1 3GHz) 을서비스, 사용순위, 지역별로분배하였다. 우선 MHz 가이동위성용( 하향, 1 차, 2 지역) 으로, MHz 가해사이동위성용( 하향, 2 차, 1 지역) 으로분배되었다. 세계공통으로 1차업무를위한이동위성용으로는상향으로는 MHz와하향으로는 MHz 가분배되었다

376 또한 MHz 는이동위성용( 하향, 2 차, 세계공통) 으로분배되었다 MHz 는해사이동위성용( 상향, 1 차, 1 지역), 이동위성용( 상향, 1 차, 2, 3 지역), 비음성데이터전송에한하는육상이동위성용( 상향, 2 차, 1 지역) 으로분배되었다. 더불어 MHz 는이동위성용( 상향, 1 차, 2 지역) 으로 MHz 역시이동위성용( 상향, 2 차, 2 지역) 으로분배되었다. 한편으로는 2005년부터사용될수있는주파수를분배하였는데 MHz 를이동위성용( 상향, 1 차, 2 지역) 에, MHz 를이동위성용( 상향, 1 차, 세계공통) 에, MHz 를이동위성용( 상향, 1 차, 2 지역) 에분배하였으며, MHz, MHz 를이동위성용( 하향, 1 차, 세계공통) 에 MHz 를이동위성용( 상향, 1 차, 세계공통) 에분배하였다. 나. 차세대이동통신(FPLMTS) 용주파수활용차세대이동통신(FPLMTS : Future Public Land Mobile Telecommunications Services) 이라함은단말기의위치에관계없이단말기사이에있는무선전파기, 사설교환기, 지역무선또는전화교환기와같은기능을수행하는전체통신망을통틀어서말한다. 2000년이후에서비스가예상되는차세대이동통신은전세계를대상으로서비스가가능하며, 음성뿐아니라다양한미디어통신의실현을목표로하고있다. 이를위해서는무선통신기술뿐아니라컴퓨터기술, 교환기술, 전송기술및 S/W 기술이복합되어유무선통신망의종합으로이루어질전망이다. 현재가시적으로나타나고있는시스템을보면 FPLMTS 및 UMTS(Universal Mobile Telecommunications System) 를들수있다. 차세대이동통신용으로 WARC-92 에서분배한내용을보면, MHz와 MHz를지상계로분배하여 2000 년부터사용가능하게하였으며, MHz와 MHz는지상계및위성계용으로분배하되 2010 년부터사용이가능토록하였다. 다. 디지털음성위성방송용주파수활용

377 디지털음성위상방송(SDAB : Satellite Digital Audio Broadcasting) 용주파수분배문제가아마도세계전파주관청회의(WARC) 에서가장어렵게논의된문제일것이다. 디지털음성위성방송이란휴대용또는차량이동형수신기를이용하여위성으로부터직접전송되는고품질의디지털음성방송을말하는것으로최근에와서전세계적으로관심을끌고있다. 현재비동맹국가들이중심이되는동지역내의방송수요를충족시키기위해위성을이용한라디오프로그램의제공을시도하고있으며미국, 일본및유럽등의선진국에서는 CD 플레이어에의한것과동일한품질의음성방송서비스를목표로동일주파수대를지상계보조방송업무에도이용토록하는 MST(Mixed Satellite/Terrestrial) 방식을검토하고있다. WARC-92에서는전세계적으로 MHz를디지털음성위성방송용으로분배하였으며각국의현실상고정및이동업무용무선국과의공용이어려운것을고려하여각국실정에따른별도의주파수를추가분배하였다. 따라서한국, 일본, 중국, 싱가폴, 러시아(CIS; Commonwealth of Independent States) 등의아시아권나라들은 MHz 를, 미국과인도는 MHz 를디지털음성위성방송용으로사용할수가있게되었다. 라. 항공공중통신용주파수활용항공공중통신(APC : Aeronautical Public Communications) 시스템이란여객기승객에게지상과의연락이가능토록공중통신서비스를제공하기위한것으로 APC(Aeronautical Public Communications) 또는 TFTS(Terrestrial Flight Telephone System) 이라고불리운다. 최근까지는미국과일본에서 800MHz 대를이용한항공공중통신서비스가실용화되어있었다. 그러나 WARC-92에서는 MHz( 지상--> 항공기) 와 l MHz( 항공기--> 지상) 를전세계적으로항공공중통신용으로분배하였다. 다만현실적인여건을감안하여 2 지역의미국, 캐나다, 멕시코등을위하여 MHz를항공공중통신용으로분배하였지만이는장기적인측면에서볼때전세계공통주파수대로전환이될것이분명하다고할수있다. 마. 저궤도위성용주파수활용

378 현재상용화되고있는정지궤도위성(GSO : Geostationary Satellite Orbit) 을이용한통신 시스템은지표면의일정지역을항상서비스할수있는장점이있는반면에고출력, 대형의 안테나가요구되기때문에휴대용단말기로는통신이불가능하다. 이에따라저출력, 소형 의안테나로통신이가능한저궤도위성(LEOS : Low Earth Orbit Satellite) 을이용하여소 형휴대용단말기로직접통신을하는저궤도위성통신시스템의개발이최근미국을중심으 로활발하게추진되고있어 2 천년대는시간, 장소에제한됨이없이원하는상대방과통신을 할수있게될것이다. 저궤도위성을 이용한 이동통신 시스템은 Motorola의 Iridium, Loral과 Qualcomm의 Globalstar System B, TRW의 Odyssey 가그대표적인예라고볼수있다. WARC-92에 서는저궤도위성용으로 MHz( 상향, 1 차, 세계공통) 와 MHz( 하 향,1 차, 세계공통) 를분배하였다

379 3. 효율적인셀할당기법셀룰러이동통신시스템에서가입자가전화를하려면기지국과의무선통화를위해주파수채널을배정받아야한다. 이와같이가입자의통화요구에대해채널을배정하는것을채널할당이라고한다. 이와같은채널할당은시스템의효율을높이는데가장중요한부분으로서채널할당을통한주파수채널의효율적인사용을위한연구가많이진행되고있는데이러한연구들의목적은간섭( 주파수의반복적인사용으로인한간섭) 을기준치이하로유지하면서주파수채널효율을최대화하는채널할당방식의개발이다. 기존에개발된채널할당방식으로는셀룰러이동통신시스템이개발되면서채택되었던고정채널할당방식 (Fixed Channel Assignment, FCA), 불균등한트래픽하에서의고정채널할당방식의단점을극복하기위한동적채널할당방식(Dynamic Channel Assignment, DCA), 그리고낮은트래픽에서는고정채널할당방식이우수하고높은트래픽에서는동적채널할당방식이우수하다는사실에따라이두가지방식을혼합한혼합채널할당방식 (Hybrid Channel Assignment, HCA) 으로구분할수있다. 또한, 같은목적을달성하기위한다른방법으로는채널사용의개념을이용하는사용채널할당방식 (Borrowing Channel Assignment, BCA) 이있다. 즉, 셀룰러시스템의채널할당을위한 FCA 방식의단점을개선하기위해서 DCA, HCA, BCA 등의방식이등장하였으나, 이들방식은채널할당의개념만으로는달성될수없는여러성능기준을만족시키기위해채널순서화, 재배치, 출력제어, 채널잠금, 분산처리등과같은기법을추가적으로도입하여활용하고있다. 우선이들추가적인기법에대해서설명하면다음과같다. 첫째, 채널순서화(channel ordering) 는주어진채널에우선순위를부여하는것으로서순위가높은채널이가장먼저사용된다. 즉, 주위의인접셀에서어떤채널을어떻게사용하고있는가를파악하여동일채널재사용거리와동일채널간섭이최소화되도록하는채널을선정하여가장높은순위를갖도록한다. 이를통하여전체시스템목적함수의최적화를보다효율적으로도모할수있도록하는것이다

380 둘째, 재배치(reassignment) 는다음의두가지관점에서매우중요한보조기법의하나가된다. 우선, 서비스를마친어느채널의우선순위를조사했을때그보다낮은우선순위의채널이사용중이라면, 두채널에대해서핸드오프를시켜준다. 다시말해서, 항상높은우선순위의채널이먼저서비스될수있도록함으로써시스템전체목적함수를항상최적에가깝게유지시켜주는역할을하는것이다. 이와같은작업은주로특징셀내에서이루어지는것이므로셀내핸드오프(intra-cell handoff) 라고한다. 한편, 어떤새로운호에대해서할당이이루어지고난후그채널에대한동일채널셀들을조사했을때, 동일채널셀간의거리가최소화되도록핸드오프를하는경우가있다. 이와같이동일채널셀간의거리를최소화하기위해서수행되는핸드오프를포장(packing) 이라고하며, 주로다른셀의다른채널간에이루어지므로셀간핸드오프(inter-cell handoff) 라고도한다. 셋째, 동일채널간섭을경감시키기위해채널의출력제어(power control) 를활용할수있다. 즉, FCA 이외의방식에서는동일채널셀간의거리가항상일정하게유지된다는보장이없으므로채널할당시동일채널간섭의수준이문제가된다. 이때, 출력제어를위해사용되는기준으로는수신출력을일정하게하는것(received power balancing) 과수신점에서의신호대간섭비를일정하게하는것(signal-to-interference ratio balancing) 이있다. 보통, 후자가보다적절한기준으로받아들여지고있으며실제의성능역시보다우수한것으로알려져있다. 넷째, 채널차용시동일채널간섭의영향을배제하기위해서채널잠금(channel locking) 의기법이이용된다. 즉, 차용채널에대해서기존의동일채널셀중일부는그채널을사용할수없도록하는것으로, 이는동일채널간섭을감소시킬수있는반면에채널이용효율의불필요한저하를야기한다. 따라서, 채널차용시채널잠금이무조건적으로걸리는것이아니라, 호요구가발생된방향에따라지향적인채널잠금(directional channel locking) 을할수있도록하는방안이제안되고있다

381 끝으로, 분산운용방식(decentralization 또는 distribution) 에대한인식이점차고조되어가고있다. 즉, 이동전화시스템의폭발적인신장으로인한마이크로셀룰러시스템 (microcellular system) 의등장은시스템전체의정보를기반으로채널할당을해주기보다는 시간적으로보다빠르고효율적인채널할당을요구한다. 따라서, 전체시스템중앙제어국 이아닌시스템전체에다수의제어국을설치함으로써보다효율적이고효과적인셀룰러시 스템을설계, 운용하는것이최근많은관심을불러일으키고있다. 그러면, 채널할당방식의내용과특징을살펴보고앞으로의연구방향에대해서논하고자 하는데, 이와같은추가적인기법들이각할당방식에서어떻게활용되는가를살펴봄으로 써추후연구방향의설정에대한이해를돕고자한다. 가. 고정채널할당방식(Fixed Channel Assignment, FCA) 셀룰러이동통신시스템이개발되면서고안된 FCA 방식은전체시스템에서사용가능한 채널을몇개의집합으로나누어그중하나의집합을각셀마다고정배치하고배치된채널 만을할당하는방식이다([7]). 따라서각셀에서사용할수있는채널이고정되어있으므로 어떤셀에서할당된채널이모두사용중일때, 발생한호는인접셀에사용하지않는채널 이있어도손실(Block) 이발생한다. FCA 방식으로시스템을구성할경우, 각기지국은미 리할당된채널에대해서만송수신설비를설치하면되므로하드웨어구성이간단하고, 이 동전화교환국은발생하는호에대해해당셀의채널상태만을파악하는간단한제어로써 채널을할당할수있는장점이있기때문에현재대부분의셀룰러이동통신에서이방식을 채택하고있다. 그러나, FCA방식은자기셀에할당되어있는채널만을사용하기때문에트 래픽이균형을이루지않는경우에는주파수채널효율이낮다. 즉, 트래픽이큰셀에서채 널이모자라서비스를할수없는경우, 트래픽이작은셀에사용하지않는채널이있어도 그채널을사용할수없는경우가발생한다. 이러한불균등한트래픽을고정된채널갯수로 서비스해야한다는데에고정채널할당방식의단점이있다. 그러나 FCA 방식은항상최적 주파수사용거리기지켜지므로전체시스템의트래픽이크고각기지국의트래픽이균등한 상황에서최적의할당방법이된다. 이러한견지에서각기지국의트래픽을균등하게하기 위해일반적으로트래픽이많은지역은셀을작게하고반대로트래픽이작은지역은셀을 크게설계하는방법이최근에제안되고있다 ([25])

382 나. 동적채널할당방식(Dynamic Channel Assignment, DCA) 불균등한트래픽에서 FCA 방식의단점을해결하기위해동적채널할당방식이개발되었다 ([2]). DCA 방식은각셀에전체시스템내의사용가능한채널중어떤채널이라도할당할수있는방식이다. 즉, 호가발생되었을때이동전화교환국에서각셀의채널사용상태를파악하여동일채널재사용거리내에있는셀( 호가발생된셀과동일채널을사용하였을경우상호간섭을주는셀) 에서사용하지않는채널을찾아할당해주는방식이다. 전체시스템의트래픽이작고각기지국의트래픽이불균등한상황에서는 DCA 방식을사용함으로써 FCA 방식보다주파수채널효율이향상된다([2]). 그러나 DCA 방식에서는할당가능한채널을찾기위해시스템전체의채널이어떤셀에서사용중인지를알아야하므로제어량이많고높은트래픽에서는 FCA 방식보다주파수채널효율이낮아지는단점을가지고있다([1]). 이러한 DCA 방식에서는제어량을줄이기위해할당가능한채널을찾는순서의결정과주파수채널의사용효율을높이기위해최적주파수채널재사용거리를유지하는방법이가장중요한문제이다. 따라서, 지금까지연구된 DCA 알고리즘들을동일채널간섭제약조건과채널의재사용수를최대화하기위한할당전략의관점에서분석해보고자한다. 먼저 DCA 방식은 [2] 에서처음제안되었다. 이알고리즘에서는동일채널간섭제약조건을동일채널간섭을일으키지않는최소의채널이격거리로삼고이조건을만족하는채널중임의의하나를할당한다. [10] 에서는이방식에채널재사용수를증가시키기위하여새로운호가요구되고할당할채널이었을경우현재사용중인채널을다른채널로접속시키고새로운호는사용중인채널을할당받는채널재배치(Channel Reassignment) 방법을접목하였고 [13] 의연구에의해마이크로셀에서의트래픽분석이행해졌다. 이때임의의한채널을할당하는방법으로는채널의재사용수를증가시킬수없다

383 이를극북하기위하여 [17] 은채널할당시동일채널간섭제약조건을만족하는채널중전체시스템에서사용가능한( 비어있는) 채널수를최대로하는것을할당하는방법을제안하였다. 또한이논문에서도채널재사용수를더욱증가시키기위하여채널재배치(Channel Reassignment) 방법을접목하였다. 특히재배치하려는채널을채널재배치시전체시스템에서사용가능한( 비어있는) 채널수를최대로하게되는것으로삼는다. 채널의재사용수를최대화하는관점에서채널순서화(Channel Ordering) 기법이 [22] 에의해제안되었다. 이방법은전체채널에순서를부여하여동일채널간섭제약인 SIR(Signal-to-Interference ratio) 을만족하는채널중순서가제일높은것을할당한다. 이방법에의하면채널별동일채널간섭경감계수( 동일채널재사용거리대셀반경의비) 가일정하게됨을볼수있다. 또한이논문에서는불필요한출력을감소시켜동일채널간섭을줄여궁극적으로는채널의재사용수를증가시키는출력조정(Power control) 기법이접목되었다. 이때출력조정기법은모든사용자의수신전력을일정하게하는 Signal Balancing 기법과수신 SIR을일정하게하는 SIR Balancing 기법을채택하였고분석결과에의하면 SIR Balancing 기법이더좋음을알수있다. 이방식에필요이상으로재사용거리가큰채널을사용하고있는호에같은셀에있는보다재사용거리가작은채널을할당하는채널재배치(Channel Reassignment with Intracell Handoff) 를접목한방법이 [23] 에의하여제한되었다. 한편, [24] 에서는수신 local mean SIR을일정하게하는 SIR Balancing 기법을 DCA 에접목하였다. DCA 방식의한변용으로서 [15] 에서는소위국부적최적동적할당(Locally Optimized Dynamic Assignment, LODA) 방식을제안하였다. 이방식의특징은기존의 DCA 방식이전체시스템의목적함수로서최적채널을찾아내어채널할당을해주었던데비해, 국부적인클러스터단위의목적함수로서최적화를도모하는데있다. 최근, DCA 방식에포장(packing) 의개념을도입한것으로서 [30] 에서 CPDCA(Compact Pattern based Dynamic channel Assignment) 방식을제안하였다. 즉, DCA방식에서보장하지못하는동일채널의재사용거리의최소화를도모하기위하여이미할당되어서비스중인채널들을핸드오프시켜재배치(reassignment) 해주는방식이다

384 최근들어마이크로셀룰러시스템(Microcellular System) 이대두되면서 DCA의단점인제어량의증가를극복한분산화(Decentralized) DCA 방법이연구되고있다. 이방법은시스템의제어(Channel Assignment, Handoff) 를기지국그리고/ 또는단말기에서인접셀의정보만을이용하여실시하는것이다. [12] 는 Office Communication 시스템을대상으로이방법을제안하였고, 특히이방법은 DECT(European Digital Cordless Telecommunications) 시스템에표준으로제안되었다. 이방법에서의채널할당은인접셀로부터의동일채널간섭이가장작은채널을선택하여할당한다. [19] 와 [26] 에서는분산화 DCA 방식에채널재배치방법을접목하였는데각각 Intracell Handoff기법과 Intercell handoff 기법을제안하였다. 특히 [26] 의방법은 AT&T Autoplex Series 2 cellsite에실험적으로적용하여할당방법의실현성을입증한바있다. 다. 혼합채널할당방식(Hybrid Channel Assignment, HCA) HCA 방식은 FCA 방식과 DCA 방식을혼합한방식으로시스템전체에서사용가능한채널집합을고정채널및동적채널집합으로나누고고정채널집합을다시몇개의부분집합으로나눈다음각셀에고정배치하여, 통화요구가발생하면고정배지된채널을우선적으로사용하고고정배치된채널이모두사용중일때는동적채널중에서채널을할당해주는방식이다([9]). HCA 방식은전체채널집합중고정채널의수가많을수록 FCA 방식의특성( 전체시스템의트래픽이크고각기지국의트래픽이균등한상황에서시스템의주파수채널효율이높다) 을가지고, 동적채널의수가많을수록 DCA 방식의특성( 전체시스템의트래픽이작고각기지국의트래픽이불균등한상황에서시스템의주파수채널효율이높다) 을가지는특징을가지고있다. 따라서, HCA 방식에서는트래픽의특성에따라고정채널집합과동적채널집합의비율과동적채널집합부분을운용방식이시스템의주파수채널효율을높이는데가장중요한문제이다

385 [4] 에서소개된 DCRE(Dynamic Channel Reassignment) 는순수 HCA 방식에재배치기법 을도입한방식이다. 고정채널이모두서비스중이고몇개의동적채널로서추가서비스 를수행하고있을때, 어떤고정채널이먼저서비스를끝냈다면동적채널로수행중인서 비스를그고정채널로핸드오프시킴으로써되도록많은통화요구를고정채널로감당하게 하는것이다. 즉, FCA 방식과같이동일채널재사용거리를최소로유지하게함으로써보 다높은채널효율의달성을도모하는것이다. 라. 차용채널할당방식(Borrowing Channel Assignment, BCA) BCA 방식은전체시스템에서사용가능한채널을몇개의집합으로나누어그중하나의 집합을각셀마다배치하고각셀에배치된채널집합을고정채널및차용채널집합으로 나누어, 호가발생되면고정배치된채널을우선적으로사용하고고정배치된채널이모두 사용중일때는인접기지국으로부터사용채널을빌려오는방식이다. 이러한 BCA 방식은 [5] 에서최초로제안되었으며, 간단히살펴보면다음과같다. FCA 방 식의단점중의하나는새로운호요구가발생했을때그셀에더이상할당해줄채널이었 으면그호는호손처리된다는것이다. 이때, [5] 에서제안된 BCA방식에서는무조건호손 처리하는것이아니라주위 6개의인접셀중어느한셀로부터적절한채널을사용하여 할당해주도록하고있다. 이방식은 FCA 방식에약간의융통성을가미한것으로볼수있 으며, 따라서 FCA 방식에비해호손율이낮아진다는장점이있다. 그러나, 통화요구트래 픽이많은경우에는오히려 FCA 방식이더낮은호손율을보이는경향이있다. [8] 에서는 이두가지방식의장점을결합한것으로서일종의혼합방식을제안하였다. 즉, 각셀의 채널들을미리두개의채널집합으로구분하여보다효율적인할당과사용을도모한것인 데, 첫번째채널집합의채널은자기셀의호요구만서비스할수있는채널로어떤경우 에도인접셀에빌려줄수없다. 두번째채널집합의채널은인접셀에빌려줄수있으며, 첫번째채널집합의채널이모두사용되고있을때에는자기셀의새로운호요구에할당 하여사용할수있다

386 이방식의특징은두채널집합의채널갯수의비율을어떻게결정하는가에따라 FCA 방 식을닮기도하고,[5] 의방식을닮기도한다는데있다. 그러나, 최적비율은트래픽의정도 에따라변화하므로 [8] 의방식역시모든트래픽수준에서항상우수한호손율을보장하 는것은아니다. [9] 에서는트래픽에따라최적비율을자동적으로조정함으로써앞의방식 의단점을보완한 BCO(Borrowing with Channel Ordering) 방식을제안하였다. 아울러, 앞에서언급한바있는재배치기법(reassignment) 을이용하여이미사용중이거나차용 중인채널을보다우선순위가높은빈채널로핸드오프시켜준다. 즉, 새로운할당및차 용요구에보다최적의채널을할당해주기위해서채널들을순서화(channel ordering) 시키 는것이다. BCO 방식의개념을다소확장시킨것으로서 [20] 의 ODCAR(Ordered Dynamic Channel Assignment with Reassignment) 과 [21] 의 ABCO(Adaptive Borrowing with Channel Ordering) 방식이있다. ODCAR 방식에서는채널순서화뿐아니라동일채널재 사용거리의최소화를달성하기위해재배치기법을활용하는방안을제시하였으며, ABCO 방식에서는트래픽부하가어느임계치미만인경우에는 BCO 방식을채택하고, 반대로그 이상이면차용을금지하고 FCA 방식을적용한다. BCA 방식의특징중하나는채널을차용함으로써발생하는동일채널간섭의증가이다. 즉, FCA 환경하에서동일채널재사용거리를고려하여구축되었던셀클러스터(cell cluster) 의붕괴를의미한다. 앞에서소개된 BCA 방식에서는, 따라서이로인한동일채널 간섭의발생을소위채널잠금(channel locking) 을이용하여방지하는데, 이는채널효율의 불필요한저하를초래하게된다는단점이있다. 이를개선하기위한방법으로 [15] 에서는 지향적 채널 잠금(directional channel locking) 을 이용한 새로운 BCA 기법인 BDCL(Borrowing with Directional Channel Locking) 방식을제안하였다. 즉, 어떤한채 널이차용할당된경우, 다른동일채널셀들이그채널에대해서무조건사용이금지되는 것이아니라새로운호요구의방향을고려하여재사용이가능하도록고안된방식이다. 여 기에재배치기법을추가로활용함으로써 BDCL은앞에서설명한 FCA, LODA, BCO 방식 에비해더낮은호손율을갖는것으로[15] 의연구결과에서발표된바있다

387 한편, [15] 의잠금방식을보다일반화한것으로서 [28] 에서는 CBWL(Channel Borrowing Without Locking) 이라는채널차용시전혀잠금이필요없는방식을제안하였다. 즉, 셀을 6개의섹터로구분하고각섹터의호요구마다차용할수있는채널을각각다르게설정함으로써동일채널간섭의발생을방지하도록한것이다. 또한, 차용시발생하는동일채널간섭의경감을위해채널잠금이외의다른방법으로는 [27] 에서제안한출력제어방식이있다. 다시말해서, 차용채널로서비스를수행하는경우에는주위의채널사용정보를고려하여채널의출력을감소시킴으로써기존의동일채널재사용거리를계속유지시켜주기때문에채널잠금등의다른방법을이용할필요가없다. 지향적채널잠금은단순채널잠금에비해서채널효율을향상시키는장점이있지만, 핸드오프횟수와제어량의증가라는대가를지불해야된다. 또한, 채널잠금의대안으로서출력제어의방법역시많은제어량을필요로하게되는데, 따라서시스템설계시이러한상쇄관계를고려하는것이필요하다. 지금까지, FCA 방식의단점을보완하기위한대안중의하나로서 BCA 방식에대해서살펴보았다. 채널차용의개념과비슷한것으로서소위재시도유도기법(directed retry) 이 [11] 에서제안되었다. 즉, 새로운호요구발생시현재할당해줄채널이하나도없다면그호를호손처리하는것이아니라, 인접기지국으로유도하여서비스처리하게하는방식이다. 이때, 새로운호는자기기지국외에오직하나의인접기지국으로만재시도가능하도록하며, 물론유도된기지국에서도빈채널이없으면호손처리된다. 이방식을보다일반화하여확장시킨것이 [14] 에서제안된부하공유기법(load sharing) 으로서, 새로운호가오직하나의인접기지국으로만유도된다는 [11] 에서의제약을 6개의모든인접기지국으로확장하였다. 또한, [11] 에서는재시도유도대상이새로운호에국한된것에반해, [14] 에서는새로운호를포함한현재서비스중인모든호를재시도유도대상으로삼는것이특징이다. BCA 방식에비해서이방식의장점은불필요한핸드오프의횟수를줄인수있다는데있으나, 동일채널간섭의영향을고려하지못한것을한계점으로지적할수있다

388 지금까지효율적인셀의이용을위한채널할당방식에대해서살펴보았다. 앞에서언급한대로점차증가하는이동통신가입자의수요를만족시키기위해서는마이크로셀 (microcell) 개념과이에따른마이크로셀룰러시스템에대한연구가필요하다고여겨진다. 마이크로셀룰러시스템을위한채널할당방식으로는고정채널할당방식보다는동적채널할당방식등이선호되며, 따라서이에대한연구가시급한실정이다. 이미선진국에서는이들연구가활발히진행되고있으며, 또한동적채널할당방식의단점인제어량의증가를극복하기위하여분산치리(decentralization) 에의한방안의필요성이대두되고있다. 특히최근들어 Office Communication의시장수요가증가되고있으며이러한시스템을운영하는방식으로마이크로실과분산동적채널할당방식에대해서연구가이루어지고있다. 그러므로, 마이크로셀에서분산동적할당방식에대한연구와여기에출력제어(power control) 기법등을활용하는방안에대한연구가앞으로의의미있는연구방향이될것으로기대된다. 한편, 셀룰러시스템의통화방식이디지털방식으로바뀌어감에따라출력제어에의한셀운용기술의중요성이점차증대되고있으므로이에대비한기초및응용연구역시지속적으로필요하다

389 제4절 VHF/UHF 주파수할당시스템요구사항정의 1. 주파수할당절차현행주파수할당은원하는사용자가각지방체신청에주파수할당신청서와기기제원및특성표, 통신망도, 기타참고자료를첨부하여주파수할당을요청하면( 그림 4-4-1) 의흐름도와같이각지방청은본부에서위임된전파지정기준에근거하여주파수할당가능성을판단한다.( 만약, 전파지정기준범위의의주파수대역과시설이특수설비일경우는본부로할당을재의뢰하게된다.) ( 그림 4-4-1) 주파수할당요구시처리절차

390 이때, 주파수사용의효율성을높이기위해기허가된주파수와공용으로사용될수있도록 ( 그림 4-4-2) 과같이기존무선국과의혼신은없는지 EMC 계산을하여혼신이없다고판단될때주파수할당허가를하게된다. ( 그림 4-4-2) 기본적인주파수할당기술계산흐름도

391 그리고, 동일 site 에여러시스템이같이상주하게될때는 ( 그림 4-4-3) 과같이혼변조가능성에대하여계산을하여할당여부를판단하게된다. ( 그림 4-4-3) 혼변조를고려한주파수할당기술계산흐름도

392 이런판정에필요한기술계산및주파수선택에관련된스펙트럼공학기술의대부분이수작업에의존하고있는실정이다. 일부주파수할당자료와혼변조계산에전산화가이루어져있으나전체적인주파수할당자동화가이루어져있지않은관계로담당자변경시주파수할당에많은시간이소요되고있으며업무의일관성면에서도혼란이야기될가능성이많아지고있으며각지방청에서는자체적으로기술검토를할수있는능력을보유하지않고있는실정이다. 그러므로각지방청에서는기술계산이필요하거나새로운주파수할당요청시본부로그업무를이관하고있기때문에본부자체에서담당해야될주파수분배및장기계획수립에큰지장을주고있다. 이러한문제점을보완하기위해주파수할당에필요한아래와같은기능을자동화시켜현행지방청및본부에서수행하는할당업무를자동화시킴으로써지방청에서단독으로주파수할당업무를가능케할수있게되며, 향후본부에서는국가본연의임무인주파수계획과주파수분배업무만조정하는역할을맡게할필요가있다. - 전계강도계산및서비스예측도출력 - 전파간섭계산및판정 - 혼변조가능성판단 - 주파수재배치설계

393 2. 컴퓨터시스템요구사항가. 시스템구성도앞에서정의된주파수할당업무에대한요구사항을분석하면향후 ( 그림4-4-4) 와같이구성된주파수할당시스템이요구된다. 위의망중우선적으로본부를대상으로개발하고개발이끝나는대로각지방청에시스템을설치하여본부와지방청간의연결이가능하도록할계획이다. 즉, 주파수할당업무가현재본부중심에서탈피하여지방청으로이관되어야할필요가있으며, 본부는주파수분배, 주파수이용계획수립에필요한공작기술과각지방청의데이타를종합관리하는것이요구된다. ( 그림 4-4-4) 시스템구성도

394 나. 시스템성능 1) 주기억용량(Main Memory) 주기억용량을결정하기위해서는아래와같은 3 가지를고려해야한다. i. 프로그램크기에따라결정되어야한다. 즉, 수치계산데이터베이스프로그램, graphic 정보처리프로그램은많은용량을필요로한다. 즉, PC에서는사용되는프로그램크기가 64K 이하여야되므로 code 부분이 64K보다클가능성이있는전파전파프로그램은 64K 이하단위로적게나누어수행하게한다. 그리고, 지형정보데이타베이스의경우필요한지역만주기억장치에서수행하게하여나머지부분은디스크등의보조기억장치에저장하게한다. 그러나이와같이보조기억장치에서저장된데이타나프로그램을주기억장치에서 load 시켜수행할때 i/o 시간이많이소요되므로가능한큰용량을선정하도록한다. ii. OS와다른응용프로그램이주기억장치를공용할수있도록충분한용량을가져야한다. iii. PC이외미니급시스템에서는사용하는사용자수를고려하여여러사용자가동시에작업할수있도록선정해야한다. 2) 중앙처리장치(CPU) CPU의속도는제한된시간에계산해야할프로그램의복잡성이나동시에수행하는여러사용자의수를결정하는데중요하다. 왜냐하면, 주파수간섭계산및전계강도계산시많은시간이소요되기때문이다. 또한, 서로독립적인데이타처리가많으므로동시에 parallel하게처리하게병렬 CPU 도요구된다. 국내에서주파수할당을위해수행원컴퓨터의수행속도는적어도 2MIPS 이상은되어야하며, 본부에서는동시에 3명의사용자가쓸때속도에지장이없어야한다. 보통연산속도가 2MIPS이면복잡한프로그램을수행하는사용자수가 24 명까지가능하도록한다

395 3) 디스크용량 보조기억장지에요구되는사항은아래와같다. i. 데이타베이스와프로그램을수행할수있는충분한디스크용량이되어야한다. ii. 데이타를빠른시간내에 i/o 할수있어야한다. 4) 보조기억장치 이제까지가장보편적으로 data나프로그램이동에사용되었던마그네틱테이프는향후속 도, 가격면에서장점이없어질것이며대신 PC의 3.5 disk drive 또는 CD를이용할것으 로예측되므로본주파수관리를위한표준보조기억장치로 3.5 disk drive와 CD드라이브 를요구한다. 5) 시스템결정 앞의요구사항을근거로하고향후시스템의발전방향을고려하여국내주파수할당에필 요한컴퓨터시스템을선택하도록하였다. 본시스템은향후 4 5년후주파수업무의증가 와더불어컴퓨터시스템의용량증가를감안하여선택한것이다

396 CCIR 권고 선정시스템성능 Microcomputer Minicomputer Microcompute r Minicomputer 시스템특성 Word Length 16 bits to 32 bits 16 bits to 32 bits 32 bits 64 bits Clock speed 4 MHz minimum 0.4MIPS 50MHz 50MHz Main memory 256 kbyte 1 megabytes 640 Kbytes 128MB minimum Software OS MS-DOS, CP/M-86, CP/M-86K, UNIX No standard MS-DOS Solaris 2.X(UNIX) Programming languages FORTRAN77 compatible complier BASIC, PASCAL, C. PL1 and COBOL compilers Application package DBMS, Spread Sheet, Graphics, Office automation, Integrated programs 주변장치 Display screen size 24 rows by 80 columns total displayable symbols Typically 96 ASCII characters FORTRAN77 compatible complier COBOL compatible compilers BASIC, PASCAL, C. PL1 DBMS, Spread Sheet Graphics FORTRAN77 compatible complier, C Clipper, Graphics, Integrated programs FORTRAN77 C, C++ Infomix X-Window Graphics 20" color ( ) graphics Desirable Desirable Turbo GX plus Mass storage-flexible disc Mass storage-hard disk 320 kilobytes One 9 track 1600BPI 1/2 inch 1.2M, 1.44M 20 megabytes 100 megabytes 3.5 Gigabytes Printer Deskable 300 lines per minute printer 기타 plotter mouse digitizer modem 644MB internal 3.21 GB X-terminal Image scanner Network Accelerator Modem(WS/PC)

397 다. 데이타베이스툴요구사항 마이크로파대주파수관리업무의데이타베이스툴을선정함에있어서특히다음사항에주 안점을두어야한다. o 전산화대상업무들이상호연관성을유지하고개개의업무를총괄적으로파악할수있 어야한다. o 주파수관리업무는국가안보와직결되므로충분한보안성을유지하도록하여야한다. o 수록된자료들을기초로하여간섭계산, 주파수할당을위한정보를생성하고유기적으 로업무를수행할수있도록한다. o 정보검색을쉽게할수있고데이타베이스관리자가내용을이해하기쉬워야한다. o 전주파수대로확장할시쉽게전산화가이루어질수있도록확장성이보장되어야한다. o 각데이타베이스에대해파일구성요소, 레코드당문자의수및각레코드의현재/ 미래 에필요로하는기억용량을고려하여설계되어야한다. o 각데이타베이스들은 CCIR 핸드북(1990) 에제시된내용들을포함하여야한다

398 OS CCIR 권고 MS-DOS, CP/M-86, UNIX, CP/M-86K Minimum memory required kilobyte 640K 이상 선정시스템성능 MS-DOS(CLIPPER), UNIX(INFOMIX) Program 특성 on-screen help menu required required on-screen Interactive tutorial desirable desirable screen-generator desirable desirable input-data validation desirable desirable stored command files desirable desirable data dictionary desirable desirable installation program desirable desirable ease of use required required natural language error message desirable desirable multi-user desirable desirable Media floppy diskette 5 1/4 inch 3.5 inch floppy, CD disk hard disk required 1Giga 이상 File 특성 field/record 이상 character/field 이상 physical record/schema 65,000 65,000 이상 current schema files 이상 character/index key 이상 fields/index key 5 5 이상 index key/schema file 3 3 이상 File 구조 modification(add, delete) required required data fields numeric, character numeric, character sorting/index required required file compatibility ASCII, accessible to external applications ASCII, accessible to applications

399 3. 프로그램요구사항효율적인주파수할당시스템은데이타베이스와기술분석기법의조합이필요하다. 전체적인흐름은 ( 그림 4-4-5) 와같으며각기능별요구사항은다음과같다. 가. 기술분석프로그램 1) Bearing 계산이프로그램은중심점의위도, 경도, 방위각, 거리를주었을때, 경로의종단점(end pint) 을계산하는것으로구면삼각법이이용된다. 2) 거리계산지구표면의두위도, 경도지점간에방위각과거리를계산하는것으로구면삼각형법이이용된다. 3) Profile 모델이모델의목적은지구표면상의두안테나간고도 profile을작성하는것으로대기권을통한전도의회절등이고려된다. 두지점간의직선은공간에서굴절된 beam과같으며이는실제지구반경을 4/3 으로치환하여표현함으로행해진다. 이모델은지형데이터베이스와그처리루틴이필요하다. 4) Horizon 모델이프로그램은 radio horizon에거리를나타내고지구상의한점으로부터 radio horizon에대한앙각을그린다. 이프로그램은주어진무선국에서 radio horizon에대한거리와앙각을계산하기위해360 로path profile 을그린다. 5) 전파간섭계산

400 ( 그림 4-4-5) 주파수할당시스팀기능도