정보통신학술연구과제 자유발간 00-01 광대역무선 LAN의원리와구조연구 (A Study on the Principles and Architectures of Broadband Wireless LAN) 2001. 2. 연구기관 : 고려대학교 연구책임자 : 서보석 공동연구원 : 강충구 - 1 -
제출문 정보통신부장관귀하 본보고서를 광대역무선 LAN의원리와구조연구 의연구결과보고서로제출합 니다. 2001. 2. 연구기관 : 고려대학교 연구책임자 : 서보석 공동연구원 : 강충구 - 2 -
요약문 1. 제목 광대역무선 LAN의원리와구조연구 2. 연구의목적및중요성 초기에유선망을포설하기곤란하거나불가능한지역등특수한환경에서사용되던 무선 LAN 은휴대가편리한이동기기를중심으로가정내, 사무실내및옥외까지 그사용이확대되어가고있으며, 1-2 Mbps 정도의저속데이터전송에서멀티미 디어데이터전송이가능하도록수십 장기적으로는수백 나갈것이다. Mbps Mbps 이상으로전송속도가증가하고있다. 이상의초고속데이터서비스를지원할수있도록발전해 전송속도가증가하면전송환경이변화하게되어전송방식의변경이불가피하다. 먼 저전송속도가증가함으로써필요한대역이넓어지고, 넓은대역을확보하기위해 서는더높은대역으로옮겨가야한다. 최대 2 Mbps 정도를지원하는 IEEE 802.11 등의초기무선 LAN은 2 GHz 대역에서제공되었으며, 최대 54 Mbps를 지원하는현재의광대역무선 LAN은 5 GHz 대역에서제공된다. 앞으로수백 Mbps의전송속도를확보하기위해서는 20 GHz 대역, 60 GHz 대역옮겨갈것으 로예상된다. - 3 -
전송대역이달라지면전파의감쇠, 반사, 흡수등에의해결정되는채널특성이변 화한다. 한편전송속도가증가하면상대적인심볼길이가짧아져다중경로현상에 의해발생하는심볼간간섭의영향이크게증가한다. 이에따라 2 GHz 대역에서는 FHSS, DSSS 등의대역확산방식을사용하였지만 5 GHz 대역에서는심볼간간섭의 영향을제거할수있는 OFDM 을사용한다. OFDM 방식은다중반송파전송방식의 일종으로심볼간간섭의영향을제거할수있고, 복잡한채널균등화기가필요하지 않아수신기의복잡도를감소시킬수있다는장점이있다. 이러한장점때문에최 근몇년전부터 DAB (digital audio broadcasting), DVB (digital video broadcasting) 등의방송시스템과광대역유선전송시스템인 ADSL (asynchronous digital subscribe line) 에도입되었다. OFDM 방식은최대 54 Mbps 의광대역전송을지원하는무선 LAN 규격인 IEEE 802.l1a와 ETSI BRAN의 HiperLAN/2 의표준전송방식으로채택되었다. 또수백 Mbps 이상의전송속도를 지원할초고속무선 LAN 시스템의시작품개발에서도 OFDM 방식이주로연구되 고있는상태로, IMT2000 이후초고속데이터서비스를이동통신시스템에수용하 기위한변복조방식의가장강력한후보로보고있다. 한편무선 LAN에서는광대역멀티미디어데이터가최종적으로 LAN을통해전송되 기때문에 ATM 망에서기본적으로제공되던서비스의 QoS(quality of service) 문 제가새로운이슈로등장하였다. 이에따라자원관리및매체접근제어를위한데이 터링크제어계층의역할이증가하여무선매체접근제어를위해동적대역할당기 법이새로이도입되었으며서비스품질을보장하기위한스케쥴링기법에관한연 구가활발히진행되고있다. 이상에서살펴본바와같이전송속도가증가함에따라무선채널환경, 전송방식 및이를제어하기위한매체접근제어방식등이점차고도화되어가고있다. 한편국외에서는광대역무선 LAN 및그와관련된연구가오래전부터진행되어 왔으며, 국내에서도최근에대학, 국공립연구소, 기업체등에서이에대한연구가 본격화되고있다. 따라서광대역무선 LAN을포함한초고속이동통신망에대한연 구와개발을진행하고또향후등장할새로운시스템을개발하기위해서는채널환 경, 전송방식, 제어방식등에대한원리를종합적으로설명하고이를바탕으로시 스템구조변화를분석한자료의필요성이절실한시점에와있다고볼수있다. 이 와같은연구는광대역무선 LAN과관련된연구ㆍ개발에필요한자료의수집과기 본적인원리및시스템을이해하는데필요한시간및경제적인낭비를줄이고, 이 와관련된전문인력확대시키는데크게기여할수있을것이다. - 4 -
3. 연구의구성및범위 연구의구성은크게무선 LAN 의개요, 디지털전송기술, 접속기술, 무선 LAN 표 준시스템분석, 홈네트워킹기술분석등 5부분으로이루어지며그범위는아래 그림과같다. 4. 연구내용및결과 본도서에포함된주요내용및그결과는다음과같다. - 5 -
무선 LAN의개요 - 무선 LAN 의정의, 특성및기술적환경을살펴봄 - 무선전송시스템과관련있는 IEEE 802.11, ETSI BRAN HIPERLAN, HomeRF, Bluetooth 등을소개함 - 무선 LAN의망구성및서비스시나리오에대해논의함 - 미국의 IEEE, 유럽의 ETSI 등의표준화동향을살펴봄 무선 LAN을위한디지탈전송기술 - 전파특성, 증폭기의비선형성등무선 LAN의전송채널환경을살펴봄 - QAM, PSK, OQPSK, MSK 등단일반송파변조방식의특성과성능을비교, 분 석함 - 단일반송파방식의채널에의한영향및채널균등화기법을분석함 - 다중경로채널환경에유리한 OFDM 변조방식의특성및장단점을살펴봄 - 직접수열및주파수도약확산통신방식을비교분석함 - LAN 환경에서채널의영향을감소시키기위한각종오류정정부호화기법, 인터 리빙, 혼화기법등의채널부호화기법을살펴봄 - 각변조방식의무선 LAN 적용시주요문제점과해결방법에대해논의함 무선 LAN을위한다중접속기술 - 다중접속의개념을도입하고, 주파수분할/ 시분할/ 코드분할기술의특성을상호 비교함 - - 무선랜에서다중접속기술의역할을논의함 무선랜에서의자원관리및매체접근제어를위한데이터링크제어계층의구조 및기능에대한개요를소개함 - 무선랜표준규격의분석과사례연구를통해무선매체접근제어프로토콜을구 성하는기능요소를도출하고그구조를논의하며, 무선매체접근제어방식을분류 하여그체계를정리함 - 동적대역할당기법의개요를소개하고기존제안방식에대한사례를검토하며, 이들에대한장단점을비교분석함 - 6 -
- 멀티미디어응용환경에서서비스품질을보장하기위한스케쥴링기법에대한 최근연구결과를분석하여반영함 광대역무선 LAN 표준및시스템구조분석 - 광대역무선 LAN의표준규격인 IEEE 802.11, IEEE 802.11b, IEEE 802.11a 및 ETSI BRAN HIPERLAN type-2 의물리계층과매체접근제어계층을분석하고시스 템구조를살펴봄 무선홈네트워크기술분석 - 홈네트워크의정의기술적배경등을살펴봄 - Home PNA, HomeRF 등의전송기술을비교분석함 - HomeRF의 SWAP 표준규격및망구성형태, 매체접근제어프로토콜등을정 리함 - Bluetooth 표준규격의전송환경, 기저대역규격및매체접근제어프로토콜을 분석함 5. 정책적활용내용 광대역무선 LAN은고속데이터서비스제공이큰비중을차지하게되는제4세대 이동통신에서궁극적으로옥외, 옥내및실내의초고속무선망의자리를차지할것 으로예상되고있다. 따라서본연구의결과는고속데이터전송시스템의변복조 방식, 매체접근제어, 시스템구조등에대한국내표준규격결정뿐만아니라대역 할당, 망설계, 기존의통신망및차후등장하게될다른시스템과의연계방법등 을결정하는데중요한자료로활용할수있을것이다. - 7 -
6. 기대효과 현재광대역무선 LAN 에관한연구가대학교, 연구소, 산업체등에서활발히진행 되고있음에도불구하고, 종합적인분석및정리자료가국내외적으로드문실정이 다. 따라서이러한시점에서본연구의결과는광대역무선 LAN을연구하고개발 하는개발자들에게기본적인원리및시스템을이해하는데크게도움을줄수있을 것으로기대된다. 또한통신분야에종사하는모든연구자들에게도종합적인자료를 하나의서적을통해얻을수있음으로해서시간및경제적인낭비를줄일수있을 것이다. 이결과광대역무선 LAN 관련전문인력을확대시키는데에도크게기여 할수있을것으로생각된다. 연구결과중심으로기술하되전체의내용을충분히이해할수있도록 10쪽내외 요약작성 - 8 -
SUMMARY 1. Title A Study on the Principles and Architectures of Broadband Wireless LAN 2. Objective and Importance of Research The object of this project is to write a book about broadband wireless LAN systems. With the increasing demand to support multimedia service in the mobile circumstance, the wireless LAN is currently attracting large attention to be able to satisfy it. To support high speed data communication in the wireless channel, several high technologies including modulation and medium access control are required to effectively suppress channel impairments and interference. Therefore, the textbook or the reference book dealing with the issues is very useful to understand the basic principles and structures of the systems, and to develope the future enhanced systems. 3. Contents and Scope of the Research The contents of this report include the basic principles and communicationtheories about the transmission techniques for the wireless LAN. First we defined the wireless LAN concept and descried its network topology. Next we analyzed the digital transmission techniques including single carrier and multicarrier modulations, spread spectrum, channel coding and scrambling for the wireless LAN. Third, we described the multiplexing techniques for the systems including medium access control protocols and scheduling algorithms for the dynamic bandwidth assignment. We also studied the current status of the standardization process and analyzed the wireless LAN specifications such as IEEE 802.11 and the European HlPERLAN standards. Finally, we investigated the home network systems such as HomeRF and Bluetooth which are similar to wireless LAN but have less coverage area and lower data rates. - 9 -
4. Research Results In this project, we wrote a book about the broadband wireless LAN systems. In this book we also described the home network systems. 5. Policy Suggestions for Practical Use roadband wireless LAN might play an important role as a complementary system between fixed high speed network and a medium rate wireless data communication network in the fourth generation mobile data communication systems. Hence, this report may be used as a key reference for the decision of the domestic standardization policy and strategies as well as for the proposals of worldwide standards for the future wireless systems supporting broadband wireless multimedia service networks. 6. Expectations As this report integrated the general principles and key techniques of the high speed transmission for the broadband wireless services including wireless LAN, it will help the researches to understand the basic principles and structures of the systems in a short time. As a result it will highly contribute to increase the number of the experts on the field of the broadband wireless LAN systems. - 10 -
약어표 ACK acknowledgement ACL asynchronous connectionless AP access point ATM asynchronous transfer mode BSC binary symmetric channel BSS basic service set CCK complementary code keying CDMA code division multiplex access CEPT conference of European postal and telecommunication administration CFP contention free period CP contention period CRC cyclic redundancy check CSMA/CA carrier sensing multiple access/collision avoidance CSMA/CD carrier sensing multiple access/collision detection CTS clear-to-send CW contention window DBPSK differential binary phase shift keying DCF distributed coordination function DFT discrete fourier transform DFWMAC distributed foundation wireless MAC DIFS DCF interframe space DQPSK differential quadrature phase shift keying DS direct sequence DSSS direct-sequence spread spectrum EIPS extended interframe space - 11 -
EP-BRAN ETSI EY-NPMA FCS FDD FEC FFH FFT FH FHSS FRAMA GFSK Home PNA Home RF IBSS IDFT IFFT IFS ISM L2CAP LAN LLC LM LMS MAC MIB MMPDU MMSE ETSI project broadband radio access network European telecommunication standard institute elimination yield - non-preemptive priority multiple access frame check sequence frequency division duplexing forward error correction fast frequency hopping fast fourier transform frequency hopping frequency hopping spread spectrum fair RAMA gaussian frequency shift keying phoneline networking alliance home radio frequency independent basic service set inverse discrete fourier transform inverse fast fourier transform interframe space industry, science and medical logical link control and adaptation protocol local area network logical link control link manager least mean square medium access control PHY layer management information base MAC Management protocol data unit minimum mean square error - 12 -
MPDU NAV OFDM PAR PC PCF PHY PIFS PLCP PMD POS PRMA PSTN QoS R-ALOHA RAMA RTS RTS/CTS SCI SDP SFH SG SIFS SIG SWAP TCS TDD TRAMA MAC protocol data unit network allocation vector orthogonal frequency division multiplexing peak-to average power ratio point coordinator point coordination function physical layer PCF interframe space physical layer convergence procedure physical medium dependent personal operating space packet reservation multiple access public switched telephone network quality of Service reservation ALOHA resource auction multiple access request-to-send request to send/clear to send synchronized connection oriented service discovery protocol slow frequency hopping stochastic gradient short interframe space special interest group shared wireless access protocol telephone control specification time division duplexing tree search RAMA - 13 -
U-NII USB VBR VESA WLAN ZF unlicensed national information infrastructure universal serial bus variable bit rate video electronics standards association wireless local area network zero-forcing - 14 -
목 차 제 1 장무선 LAN의개요 제 1 절무선 LAN의정의및특성 제 2 절무선 LAN의망구성형태 제 3 절무선 LAN을위한주파수대역 제 4 절무선 LAN의표준화동향 1. IEEE 802 위원회 가. IEEE 802.11 나. IEEE 802.15 2. 유럽의 ETSI 제 2 장디지탈전송기술 제 1 절무선 LAN의전송환경 제 1. 전파( 傳播 ) 특성 2. 증폭기의비선형성 가. 전력증폭기의전력특성 나. 전력증폭기의진폭및위상특성 다. 기타의특성 2 절단일반송파변조방식 1. QAM 가. QAM 신호의전력스펙트럼 나. QAM의오류확률 2. PSK (phase shift keying) 가. PSK 신호의전력스펙트럼 나 PSK 신호의오율 3. OQPSK - 15 -
제 제 4. MSK 5. 6. 가. MSK 신호의전력스펙트럼 나. MSK 시스템의오율특성 다. GMSK 각변조방식에서의필터링과리미팅효과 가. 각변조방식의포락선변동 나. 스펙트럼확산현상 채널균등화 가. 선형균등화기법 나. 판정궤환균등화기법 다. 확률적균등화기법 3 절다중반송파변조방식 1. OFDM 2. 변조방식의원리 보호구간의기능 3. OFDM 의특징 가. OFDM 변조방식의대역효율 나. 채널균등화 다. OFDM 변조방식의전송률 라. OFDM 주파수옵셋영향 4. OFDM 신호의펄스정형 가. 가상부반송파삽입방법 나. OFDM 심볼성형방법 5. OFDM 신호의 PAR 가. 클리핑방법 나. 사전왜곡기법 다. 블록부호화기법 4 절확산대역통신 1. 확산대역의개념 - 16 -
제 제 2. 3. 가. 간섭억제 나. 다중경로영향완화 다. 다중접속 라. 처리이득 직접수열확산방식 주파수도약확산방식 4. DS 방식과 FH 방식의비교 5 1. 2. 3. 4. 절채널부호화기법 선형블록부호 가. 선형블록부호의성질 나. 선형블록부호의복호 다. 해밍부호 길쌈부호 가. 길쌈부호의성질 나. ML 복호 연접부호 인터리빙 가. 주기적인인터리버 나. 의사랜덤인터리버 6절혼화기법 1. 2. 프레임동기혼화기 자기동기혼화기 제 3 장무선 LAN을위한다중접속기술 제 1 1. 절채널화방식 채널이중화방식 2. 채널화에따른다중접속방식 가. 주파수분할다중접속 - 17 -
제 나. 시분할다중접속 다. 부호분할다중접속 2 1. 2. 절매체접근제어프로토콜 비경쟁기반매체접근제어프로토콜 경쟁기반매체접근제어프로토콜 가. 반복형랜덤접속방식 나. 예약형랜덤접속방식 제 3 절무선 LAN을고려한매체접근제어방식 제 1. 2. 4 1. 2. 분산식매체접근제어 중앙집중식매체접근제어 절동적대역할당을위한스케쥴링알고리듬 동적슬롯할당을위한신호전송체계 동적슬롯할당알고리듬의예 가. 예측기반동적슬롯할당알고리듬 나. 동적우선권기반자원경매할당 다. 기타 제 4 장광대역무선 LAN 표준및시스템구조 제 1 절 IEEE 802.11 1. 개요 2. IEEE 802.11의무선 LAN 구성 3. 가. 망구성요소 나. 논리적서비스인터페이스 프레임구조및형식 가. 프레임필드 나. 프레임유형에따른형식 4. IEEE 802.11 의매체접근제어부계층 가. 매체접근제어구조 - 18 -
제 제 제 나. DCF 다. PCF 5. 802.11 의물리계층 가 IEEE 802.11의물려계층참조모델 나. 패킷형식 다. DSSS 방식의물리계층 라. FHSS 방식의물리계층 마. DSSS 방식과 FHSS 방식의비교 2 절 IEEE 802.11b 1. Complementary Code Keying 2. IEEE 802.11b 의물리계층 가. PLCP 부계층 나. PMD 부계층 3 절 IEEE 802.11a 1. OFDM 2. 802.11a 물리계층의기능 변조기법 물리계층서비스의매개변수 가. TXVECTOR 매개변수 나. RXVECTOR 매개변수 3. OFDM PLCP 부계층 가. PLCP 프레임의구성 나. PLCP preamble 다. SIGNAL 필드 라. DATA 필드 마. PMD 부계층의일반적인동작규격 4 절 HIPERLAN Type 2 1. 2. 개요 스펙트럼관련파라미터 가. 주파수대역및파라미터 - 19 -
나. RF 반송파 3. 수렴계층가. 공동부분나. 특정서비스수렴부계층 4. 데이터링크제어계층가. 데이터전달기능나. RLC 부계층 5. 물리계층가. 개요나. 데이터혼화다. 채널부호화라. 인터리빙마. OFDM 변조바. 버스트신호발생사. Preamble 제 5 제 1 1. 2. 장무선홈네트워크기술 절흠네트워크의개요 홈네트워크의정의 홈네트워킹의기술적배경 가. 홈네트워킹을위한제어기술 나. 전송기술 : Home PNA vs. HomeRF 다. 표준화그룹 제 2 절 HomeRF의 SWAP 표준 1. SWAP 규격의개요 2. SWAP 의망구성형태 3. 매체접근제어프로토콜 제 3 절 Bluetooth 표준 - 20 -
1. Bluetooth 규격의개요가. Bluetooth의주파수대역및전력나. Bluetooth 시스템의프로토콜스택구조 2. Bluetooth의망구성 3. 기저대역규격가. 변조방식나. 채널화방식다. 물리링크라. 패킷구조및유형마. Bluetooth 클럭바. 오류정정사. 보안아. Bluetooth 접속상태및연결 - 21 -
Contents Chapter 1. Introduction to wireless LAN Section 1. Definition of wireless LAN Section 2. Network structures of wireless LAN Section 3. Frequency band for wireless LAN Section 4. Standardization for wireless LAN 1. IEEE 802 Work Group 가. IEEE 802.11 나. IEEE 802.15. 2. European ETSI Chapter 2. Digital transmission techniques Section 1. Transmission circumstances of wireless LAN 1. Propagation characteristics 2. Nonlinearity of power amplifiers 가. Characteristics of power amplifiers 나. Amplitude and phase Characteristics of power amplifiers 다. Miscellaneous Section 2. Single carrier modulation 1. QAM 가. Power spectrum of QAM 나 Error probability of QAM 2. PSK 가. Power probability of PSK 나. Error probability of PSK 3. OQPSK - 22 -
4. MSK 가. Power spectrum of MSK 나 Error probability of MSK 다. GMSK 5. Limiting effects 가. Envelope fluctuaion 나. Spectrum spreading 6. Channel equalization 가. Liner equalization 나. Decision feedback equalization 다. Stochastic equalization Section 3. Multicarrier modulation 1. Principles of OFDM 2. Guard interval 3. Characteristics of OFDM 가. Bandwidth efficiency of OFDM 나. Channel equalization 다. Transmission rate of OFDM 라. Frequency offset in OFDM 4. Pulse shaping of OFDM signal 가. Virtual carrier insertion 나. Windowing 5. Peak-to-average power ratio of OFDM signal 가. Clipping 나. Predistortion 다. Block coding Section 4. Spread Spectrum 1. Concept of spread spectrum - 23 -
가. Interference suppression 나. Removal of multipath effect 다. Multiplexing 라. Processing gain 2. Direct-sequency spread spectrum 3. Frequency hopping spread spectrum 4. DSSS vs. FHSS Section Section 5. Channel coding 1. Linear block code 가. Properties of liner block code 나. Decoding of liner block code 다. Hamming code 2. Convolutional code 가. Properties of Convolutional code 나. ML decoding 3. Concatenated code 4. Interleaving 가. Periodic interleaver 나. Pesudo-random interleaver Section 6. Scrambling 1. Frame-synchronized scrambler 2. Self-synchronized scrambler Chapter 3. Multiplexing for wireless LAN Section 1. Channelization 1. Duplexing 2. Multiplexing 가. FDMA - 24 -
나. TDMA 다. CDMA Section 2. Medium access control 1. Non-competition based MAC 2. Competition based MAC 가 Repeated random access 나. Random access with reservation Section 3. MAC for wireless LAN 1. Distributed MAC 2. Centralized MAC Section 4. Scheduling algorithms dynamic channel assignment 1. Signaling for dynamic slot assignment 2. Example for dynamic slot assignment 가. Dynamic slot assignment with reservation 나. Dynamic priorities fair resource auction 다. Miscellaneous Chapter 4. Standards of broadband wireless LAN Section 1. IEEE 802.11 1. Introduction 2. Network topologies for IEEE 802.11 wireless LAN 가. Structures of network 나. Logical service interface 3. Frame structure 가. Frame fields 나. Frame types 4. MAC sublayer of IEEE 802.11 가. Structure of MAC - 25 -
나. DCF 다. PCF 5. Physical layer of 802.11 가. PHY reference model for IEEE 802.11 나. Packet types 다. PHY of DESS scheme 라. PHY of FHSS scheme 마. DSSS vs. FHSS Section 2. IEEE 802.11b 1. Complementary code keying modulation 2. PHY of IEEE 802.11b 가. PLCP sublayer 나. PMD sublayer Section 3. IEEE 802.11a 1. OFDM based PHY 2. Service parameters for 802.11a PHY 가. TXVECfOR 나. RXVECfOR 3. OFDM PLCP sublayer 가. PLCP frame structure 나. PLCP preamble 다. SIGNAL field 라. DATA field 마. General specifications for PMD sublayer Section 4. HIPERLAN Type 2 1. Introduction 2. Parameters in spectrum 가. Frequency band and paramerters - 26 -
나. RF carrier 3. Convergence layer 가. Common part 나. Convergence sublayer for special service 4. Data link control sublaye 가. Data transportation function 나. RLC sublayer 5. Physical layer 가. Introduction 나. Data scrambling 다. Channel coding 라. Interleaving 마. OFDM modulation 바. Burst signal generation 사. Preamble Chapter 5. Wireless home networking Section 1. Introduction to home network 1. Definition of home networks 2. Technical backgrounds for home networks 가. Control techniques for home networks 나. Transmission techniques : Home PNA vs. HomeRF 다. Standardization group Section 2. SWAP standard for HomeRF 1. Introduction to SWAP specification 2. Network topologies for SWAP 3. Medium access control Section 3. Bluetooth - 27 -
1. Introduction to Bluetooth 가. Frequency band and power for Bluetooth 나. Protocol stacks for Bluetooth 2. Networks for Bluetooth 3. Baseband specification 가. Modulation scheme 나. Channelization scheme 다. Physical link 라. Packet structures and types 마. Bluetooth clock 바. Error correction 사. Security 아. Access and connection to Bluetooth - 28 -
표목차 < 표 1-1> 무선 LAN을위한 2.4GHz 및 5GHz 대역의할당현황 < 표 1-2> BRAN 시스템유형별특성및응용환경 < 표 2-1> OFDM 신호의최대포락선전력 < 표 2-2> DSSS 및 FHSS 방식비교 < 표 2-3> 무선 LAN의 DSSS 및 FHSS 방식비교 < 표 3-1> HIPERLAN type-2의동작파라미터 < 표 4-1> Type/subtype의조합에따른프레임유형 < 표 4-2> Duration/ID 필드부호화 < 표 4-3> Address 필드의내용 < 표 4-4> Beacon Frame Body < 표 4-5> Disassociation frame body < 표 4-6> Association Request frame body < 표 4-7> Association Response frame body < 표 4-8> Reassociation Request frame body < 표 4-9> Reassociation Response frame body < 표 4-10> Probe Request frame body < 표 4-11> Probe Response frame body < 표 4-12> Authentication frame body < 표 4-13> Deauthentication frame body < 표 4-14> DESS 방식과 FHSS 방식의비교 < 표 4-15> DQPSK 부호화 < 표 4-16> 5.5 Mbps CCK 부호화 < 표 4-17> QPSK 부호화 < 표 4-18> TXVECTOR 매개변수 < 표 4-19> RXVECTOR 매개변수 < 표 4-20> RATE-dependent parameters - 29 -
< 표 4-21> 시간동기와관련된파라미터 < 표 4-22> SIGNAL 필드에따른전송율 < 표 4-23> OFDM 물리계층의주요파라미터 < 표 4-24> 주파수대역및전력제한 < 표 4-25> Spurious Emission < 표 4-26> BCCH 메시지의구성내용 < 표 4-27> FCH의필드구성 < 표 4-28> 하향링크 RG IE 형식 < 표 4-29> RFCH의필드구성 < 표 4-30> SCH type field < 표 4-31> SCH의필드구성 < 표 4-32> 상향링크의 PR 메시지구성내용 < 표 4-33> ARQ 피드백메시지형식 < 표 4-34> H/2 물리계층의주요파라미터 < 표 4-35> 물리계층모드 < 표 4-36> 2단계 puncturing 패턴 < 표 4-37> OFDM 변조파라미터 < 표 4-38> 버스트종류및구성 PDU 열 < 표 5-1> SWAP의주요특징 < 표 5-2> SWAP 장치유형 < 표 5-3> Bluetooth 시스템의프로파일 < 표 5-4> 국가별 ISM 대역할당현황 < 표 5-5> Bluetooth의전력클래스 < 표 5-6> SCO와 ACL 링크에서정의된패킷유형 - 30 -
그림목차 < 그림 1-1> 무선 LAN의세부분류 < 그림 1-2> 무선 LAN 시스템의토폴로지 < 그림 1-3> 분산형무선 LAN의구성예 < 그림 1-4> 중앙집중형무선 LAN의구성예 < 그림 1-5> 중앙집중형시스템과분산형시스템이혼재된무선 LAN의구성예 < 그림 1-6> BRAN 시스템유형에따른망구성개념 < 그림 2-1> 전력증폭기의특성 < 그림 2-2> 전력증폭기의특성 < 그림 2-3> 전력증폭기에의한스펙트럼확산 < 그림 2-4> QAM 신호의집합 < 그림 2-5> QAM 변조기및복조기구조 < 그림 2-6> M-QAM의비트오율 < 그림 2-7> Gray 부호화를적용한 QPSK 및 8-PSK 신호의성좌도 < 그림 2-8> 정규화된 PSK 신호의전력스펙트럼 < 그림 2-9> 대역제한필터를거친 PSK 신호의위상변화에따른진폭변화 (BPSK 경우 ) < 그림 2-10> PSK 변조방식의심볼오율 < 그림 2-11> OQPSK I, Q 각채널의신호형태 < 그림 2-12> MSK 변조기및복조기 < 그림 2-13> QPSK, OQPSK, MSK의전력스펙트럼밀도 < 그림 2-14> 각디지털변조방식의이론적인오율특성 < 그림 2-15> GMSK 신호의전력스펙트럼 < 그림 2-16> 대역제한필터통과후의신호의진폭및위상변화 < 그림 2-17> 비선형증폭기의스펙트럼확산효과 - 31 -
< 그림 2-18> 선형 FIR 횡단선필터의구조 < 그림 2-19> MSE 곡선상에서필터계수의갱신방향 < 그림 2-20> 위상왜곡이발생한신호의중첩스펙트럼 < 그림 2-21> 판정궤환균등화기 < 그림 2-22> OFDM 변조원리 < 그림 2-23> OFDM 신호의스펙트럼모양 < 그림 2-24> ldft를이용한 OFDM 변조 < 그림 2-25> DFT를이용한 OFDM 복조 < 그림 2-26> OFDM 전송시스템 < 그림 2-27> 번째부반송파에대한보호구간삽입방법 < 그림 2-28> 채널의지연에의한수신신호의모양 < 그림 2-29> 지연확산이있는채널에서 k번째부반송파의수신신호 < 그림 2-30> OFDM과 FDM의스펙트럼 < 그림 2-31> OFDM 부반송파의대역폭과채널특성 < 그림 2-32> 병렬 Gauss 채널로분리한 OFDM 전송채널 < 그림 2-33> 확산채널에서의최적전송신호전력할당 < 그림 2-34> OFDM 전송방식의주파수옵셋의영향 < 그림 2-35> 주파수옵셋에따른 SNR 변화 < 그림 2-36> IEEE 802.11a 무선 LAN의기준심볼 < 그림 2-37> 지표반송파전송방식 < 그림 2-38> OFDM 신호의펄스정형 < 그림 2-39> roll-off 율과가상부반송파수와의관계 < 그림 2-40> 구형파및 Nyquist 펄스의스펙트럼 < 그림 2-41> 시간영역심볼성형의예 < 그림 2-42> 클리핑을적용한 OFDM 송신기 < 그림 2-43> 사전왜곡기를적용한비선형증폭기 < 그림 2-44> 확산대역통신구조 < 그림 2-45> 기저대역확산대역시스템의송수신기모델 - 32 -
< 그림 2-46> DSSS 변조방식의시스템 < 그림 2-47> DSSS 방식과 FHSS 방식의전송대역 < 그림 2-48> SFH 및 FSH 방식의주파수도약패턴의예 < 그림 2-49> FH/MFSK 시스템의구조 < 그림 2-50> 선형블록부호의복호를위한표준배열 < 그림 2-51> (7.4) 해밍부호의복호기회로 < 그림 2-52> (2,1,3) 콘벌루션부호기의상태도 < 그림 2-53> (3,1,2) 부호의격자도 < 그림 2-54> 연접부호화방법 < 그림 2-55> 인터리버의기능 < 그림 2-56> 길쌈인터리버와디인터리버의구조 < 그림 2-57> 의사랜덤인터리버동작의흐름도 < 그림 2-58> 궤환최장시프트레지스터구조 < 그림 2-59> 프레임동기혼화기와역혼화기의구조 < 그림 3-1> 채널화방식및매체접근제어프로토콜의분류 < 그림 3-2> ALOHA 프로토콜의동작과정예시 < 그림 3-3> Slotted ALOHA 프로토콜의동작과정예시 < 그림 3-4> 은닉터미널문제의예시 < 그림 3-5> CSMA/CA 프로토콜에서의핸드쉐이크절차 < 그림 3-6> HlPERLAN type-1에서의채널접속단계 < 그림 3-7> EY-NPMA 프로토콜에서의접속단계에대한예시 < 그림 3-8> EY-NPMA 프로토콜에서의매체접근을위한단계별절차 < 그림 3-9> PRMA프로토콜에서의예약과정 < 그림 3-10> RAMA 프로토콜의채널할당주기 < 그림 3-11> 동적슬롯할당을위한시그널링체계 < 그림 3-12> BANDWlDTH_REQ 메시지의구조 - 33 -
< 그림 4-1> IEEE 802.11의구성요소 < 그림 4-2> IEEE 802.11의무선 LAN 구성 < 그림 4-3> MAC 프레임형식 < 그림 4-4> MAC 프레임형식과프레임제어필드 < 그림 4-5> Sequence Control 필드 < 그림 4-6> RTS 프레임의형식 < 그림 4-7> CTS 프레임의형식 < 그림 4-8> PS-Poll 프레임 < 그림 4-9> CF-End 프레임 < 그림 4-10> CF-End + CF-Ack 프레임 < 그림 4-11> 데이터프레임 < 그림 4-12> To DS = 1, From DS = 1 인경우의 Address 필드의구성예 < 그림 4-13> 관리프레임형식 < 그림 4-14> IEEE 802.11의 MAC 구조 < 그림 4-15> Fragmentation의예 < 그림 4-16> IFS 사이의관계 < 그림 4-17> 경쟁창이지수적으로증가하는예 < 그림 4-18> DCF의기본접근방법 < 그림 4-19> Backoff 절차의예 < 그림 4-20> RTSI/CTSI/datal/ACK 와 NAV설정 < 그림 4-21> DCF와 PCF프레임의구조 < 그림 4-22> PCF frame 전송 < 그림 4-23> IEEE 802.11의물리계층참조모델 < 그림 4-24> DSSS 방식의 PLCP 패킷형식 < 그림 4-25> FHSS 방식의 PLCP 패킷형식 < 그림 4-26> IEEE 802.11에서전송률에따라사용하는확산코드 < 그림 4-27> DSSS 방식의프레임구조 < 그림 4-28> Long PLCP PPDU 형식 - 34 -
< 그림 4-29> Short PLCP PPDU 형식 < 그림 4-30> 데이터혼화기 < 그림 4-31> 데이터역혼화기 < 그림 4-32> PPDU 프레임구성 < 그림 4-33> Window function의예 < 그림 4-34> IFFT의입력대응 < 그림 4-35> PLCP preamble의구성 < 그림 4-36> Signal 필드의비트할당 < 그림 4-37> SERVICE 필드의비트할당 < 그림 4-38> 데이터혼화기 < 그림 4-39> 길쌈부호화기 (K=7) < 그림 4-40> BPSK, QPSK, 16QAM, 64QAM 신호점할당 < 그림 4-41> OFDM 심볼의부반송파할당 < 그림 4-42> OFDM 물리계층의송수신블록도 < 그림 4-43> AP의 HIPERLAN-2 프로토콜스택 < 그림 4-44> 중앙집중모드와직접모드 < 그림 4-45> HIPERLAN의반송파주파수 < 그림 4-46> 패킷기반수렴계층의구성 < 그림 4-47> SSCS와젤기반및패킷기반의수렴부계층 < 그림 4-48> 기본적인 MAC 프레임구조 ( 단일섹터시스템의예) < 그림 4-49> 긴 PDU 구조 < 그림 4-50> 하향랭크에서의 Logical Channel과 Transport Channel과와대응관계 < 그림 4-51> 상향링크에서의 Logical Channel과 Transport Channel과의대응관계 < 그림 4-52> FCH의구성 < 그림 4-53> RCH 접근의한예 < 그림 4-54> 승인모드에서의데이터와제어정보전송 - 35 -
< 그림 4-55> 비승인모드에서의데이터와제어정보전송 < 그림 4-56> 반복모드에서의데이터와제어정보전송 < 그림 4-57> ARQ 피드백의예 < 그림 4-58> H/2의물리계층구조 < 그림 4-59> DLC 계층에서구성하는 MAC 프레임구조 < 그림 4-60> 혼화기구조 < 그림 4-61> 채널부호화과정 < 그림 4-62> 부호기구조 < 그림 4-63> 1단계 puncturing 패턴 < 그림 4-64> 두단계의인터리빙구조 (16QAM: 인경우) < 그림 4-65> 버스트구조 < 그림 4-66> preamble 의종류, 순서및용도 < 그림 4-67> preamble A의시간영역파형 < 그림 4-68> Preamble B < 그림 4-69> preamble C < 그림 4-70> 여러가지버스트구조 < 그림 5-1> 홈네트워킹을위한 SWAP 네트워크의구성 < 그림 5-2> 클래스-1 관리네트워크의예 < 그림 5-3> 클래스-2 관리네트워크의예 < 그림 5-4> 애드-혹네트워크의예 < 그림 5-5> 브리지네트워크의예 < 그림 5-6> SWAP의 MAC 슈퍼프레임 < 그림 5-7> Bluetooth의프로토콜스택 < 그림 5-8> Bluetooth의망구성형태 < 그림 5-9> Bluetooth의 TDD 기반 TDMA 방식의예시 < 그림 5-10> 패킷의구조 ( 단위는비트) < 그림 5-11> 액세스코드의구조 < 그림 5-12> 패킷헤더의구조 - 36 -
< 그림 5-13> DV 패킷의구성 < 그림 5-14> 단일슬롯을사용할때의페이로드구조 < 그림 5-15> 다중슬롯을사용할때의페이로드구조 < 그림 5-16> 블루투스에서의고속 ARQ 방식의재전송기법 < 그림 5-17> Bluetooth의 ARQ 동작구조 < 그림 5-19> Bluetooth의접속상태및천이 - 37 -
제 1 장무선 LAN의개요 가존의근거리통신망 (local area network: LAN) 은컴퓨터, 파일서버, 프린터, 그 리고기타부속장비들과케이블을이용하여서로접속을하고있다. 이로인해복 잡한배선문제가야기되며, 특히한지역에서다른지역으로접속노드들을이동 해야하거나또는네트워크를확장해야하는경우에는새로배선을해야하므로이 에소요되는시간과경제적인손실, 그리고공간의제약등이발생하게된다. 즉유 선을이용한 LAN 의구축은비경제적이고설치와유지보수가어려우며, 특히망구 조의변경시에많은노력이소요되는것이문제점으로나타난다. 무선근거리통신망 (wireless local area network: WLAN) 은무선전송기술을통 해복잡한케이블배선기반의유선망이가지는단점을극복하고, 사무실내유효 공간의확장, 기존유선망에서의신속한접속, 그리고단말의사용범위의확대등 과같은장점을제공한다. 한편초기단계에서는전송매체를단순히무선으로대 체하는형태였으나, 휴대용컴퓨터의이용아확산됨에따라단말의이동성을고려 한무선정보망의또다른실현수단으로부각되고있다. 한편인터넷및 ATM (asynchronous transfer mode: 비동기전송모드) 망을기반으로다양한환경에서 의멀티미디어응용서비스에대한수요가급증함에따라밀리미터파대역의새로 운가용주파수자원의개발을통해무선으로수십 원하면서이동환경에서유선 ATM Mbps급의데이터전송률을지 망과호환적인접속이가능한광대역무선 및이동무선액세스 (nomadic wireless access) 망의개념이출현하였으며, 관련 표준규격들이도출되어 2001 년말부터상용제품들이출시될것으로예상된다. LAN - 38 -
현재까지상용화된무선 LAN의대표적인예는 IEEE 802.11 규격시스템으로서, 이 는 2 GHz대의 ISM 밴드1) 에서최대 2 Mbps의전송률을지원하나기존의유선 LAN의전송속도인 10 Mbps급에마치지못하는것이시장진입의한계로지적되 어왔다. 따라서이를 11 Mbps급으로고속화하기위한표준화작업이 IEEE 802.11 TGb (Task Group b) 에서추진되었으며, 최근관련제품이출시되어본격 적으로시장이형성되고있다. 한편 5GHz U-NII 2) 대역에서이동성을지원하는최 대 54 Mbps급의고속무선 LAN 개발및표준화를위한작업이 IEEE 및유럽의 ETSI, 그리고일본의 MMAC-PC (Mobile Multimedia Access Communication Promotion Council) 에서수행된바있다. 차세대이동통신망인 IMT-2000의경우 최대전송률이 2 Mbps 이하로제한되는것을고려할때, 이와같은광대역이동무 선 LAN은향후차세대이동통신망과상호보완적인시스템으로공존할것으로예 상된다. 제 1 절무선 LAN의정의및특성 무선 LAN 이란일반가정, 사무실, 공장, 그리고캠퍼스등의제한된지역내에서 무선매체를사용하여양방향의데이터전송을지원하는통신망을총칭한다. 여기 서무선매체란 RF 주파수대역또는적외선(infrared) 등을주로지칭하며, 이와 같은무선매체를이용함으로써 LAN을구성하는케이블을제거하고컴퓨터간의 연결성을제공할수있을뿐만아니라망의구성과장비의이동을용이하게할수 있다. 무선매체를사용하는경우다음같은몇가지기술적인제약들이있을수있다. RF 와적외선전송은잡음과간섭에취약하므로신뢰성이떨어진다. RF 전송의경우에는장애물및지형특성에따른불규칙적인 電波傳播와다중경 로현상으로발생하는페이딩(fading) 효과로인해신호강도가시간및위치에따 라가변적이므로통신가능영역이불규칙적이고예측이어렵다. 1) Industry, Science and Medical Band, 비허가대역으로미국의경우 902-928 MHz, 2.4-2.4835 GHz, 5.725-5.85 GHz대역등이있다. 2) Unlicensed National Information Infrastructure Band, 97년미국의 FCC에서광대역무선접속용으로할당한 5.15-5.25 GHz, 5.25-5.35 GHz, 5.725-5.825 GHz등 3 개대역. - 39 -
RF 전송의경우에는전송된신호가특정영역이외에도전파되므로정보보안에 취약할수있다. 대역이제한적이므로다른사용자및다른장치들과대역을공유해야한다. RF 전송의경우에는사용가능한대역이제한되어있기때문에유선 현할수있는정도의고속전송률을실현하기어렵다. RF LAN에서실 대역은국가별로또는다른기구별로별도로규제되고있기때문에전세계시 장을고려한단일규격의제품을설계하는것이어렵다. 무선 LAN의또다른큰특정은유선 LAN에서단말이갖는이동의한계로인한구 속이없고, 언제어디서든지자유롭게연결및해제가가능하며, 네트워크내에서 자유롭게이동할수있다는것이다. 즉무선네트워크를통해사용자이동성(user mobility) 의제공이가능한것이다. 이는우리가이미댁내의근거리영역에서 TV의 리모콘이나무선전화기(cordless phone) 를통해누릴수있었던그런형태의편리 성과같은것이다. 무선 LAN의관점에서볼때사용자들이휴대형컴퓨터또는개 인용데이터터미널을가지고다닐때서로통신을하거나또는서버와접속하고자 할때이와같은사용자이동성은매우중요한문제가된다. 예를들면병원의의 사나간호원들이환자가복도에서이송되고있는순간에도환자의최신정보를이 와같은무선단말을통해받을수있다. 이경우에는병원에서휴대형단말기들이 기간망(backbone network) 에접속할수있는무선접속점(wireless access point) 으로구성된무선 LAN 을구성해야할것이다. 또다른예는회의장같은곳에서 참석자들이각자의랩탑컴퓨터끼리무선접속점이없이직접통신이가능하도록 하는 ad hoc LAN 을임시로구성하는것이다. 이와같이사용자의이동성을제공하 기위해서는다음과같은기술적인제약이따른다. 이동장치들은 2차전지에의존하여동작하므로매체접근제어프로토콜등을통 한전력관리절차에의해전력소모를최소화할수있어야한다. 단말이자신과근거리내에있는이웃단말을발견하고l 한영역에서다른영역으 로이동하였을때에도무결( 無缺 ) 한연결을제공하기위한프로토콜이구현되어야 한다. - 40 -
무선통신장치에대한다양한요구에비해기존의무선 LAN이갖는한계때문에 좀더보편적이면서경제적인시스템의필요성이대두되었다. 이에따라점차다양 한형태의시스템이개발되면서, 무선 LAN 의새로운분류가필요하게되었다. IEEE 802 그룹에서는 < 그림 1-1> 과같이성능과경제성에따라근거리무선통신 망을크게무선 LAN (wireless local area network) 과 area network) 으로세분화하고있다. WPAN (wireless personal < 그림 1-1> 무선 LAN의세부분류 WPAN은기존의무선 LAN보다덜복잡하고적은전력을사용하며 POS(personal operating space) 에무선접속이가능한무선통신망으로서, 기존의 802.11그룹에 서규정한물리계층과 MAC (medium access control) 을근간으로해서새로운규 격을정하고있다. 이는 IEEE 802.11과의상호호환성을고려하여표준화가진행 될것으로본다. 현재 WPAN으로적합한시스템으로서 Bluetooth와 Home RF의 무선규격인 SWAP (shared wireless access protocol) 이관심을모으고있으며이 에대해서는본서의범위에서벗어나므로여기서는별도로다루지않도록한다. - 41 -
제 2 절무선 LAN의망구성형태 무선 LAN 시스템은망구조의토폴로지관점에서크게분산형(noncentralized system) 과중앙집중형(centralized system) 으로구분이된다. < 그림 1-2> 에서보 는바와같이중앙집중형구조의경우에는노드간의통신이중앙의제어모듈 (control module; ' 허브' 라고도부름) 을거쳐수행되는반면, 분산형구조의경우에 는노드간에직접통신이이루어진다. 중앙집중형시스템의제어모듈은각노드 간의무선채널접속을중앙에서제어하는역할을수행하며, 이와같은시스템은 infrastructure 기반시스템(infrastructure-based system) 이라고도부른다. 반면중 앙의제어모듈이없는분산형시스템은 system 이라고부르기도한다. infrastructure-less system 또는 ad hoc 실질적으로분산형시스템은단말의이동성에따라 미리정해진형태의토폴로지를갖지않는점이특징이다. < 그림 1-3> 과 < 그림 1-4> 는각각분산형무선 LAN과중앙집중형무선 LAN의구성예를보여주는것 이다. 한편 < 그림 1-5> 에서는중앙집중형무선 LAN의하부구조로분산형무선 LAN 이공존하는혼재된형태의망구성예를보여주고있다. < 그림 1-2> 무선 LAN 시스템의토폴로지 - 42 -
< 그림 1-3> 분산형무선 LAN의구성예 < 그림 1-4> 중앙집중형무선 LAN의구성예 - 43 -
< 그림 1-5> 중앙집중형시스템과분산형시스템이혼재된무선 LAN의구성예 제 3 절무선 LAN을위한주파수대역 무선 LAN 제품의개발이본격적으로이루어진것은미국 FCC의 Part 15 규정에 따라 ISM 대역으로명명된 902-928 MHz, 2400-2483 MHz, 5725-5850 MHz 을 할당한것이계기가되었다. 이 ISM 대역뿐만아니라멀티미디어서비스의출현에 따라 20 GHz부터 60 GHz 까지의다양한대역이고려되기도한다. 여러대역중에 서특히현재무선 LAN의새로운규격표준화작업은 5 GHz 대역을중심으로진 행되고있다. 이와같이 5 GHz 대역을주로고려하고있는이유는다음과같다. 일반적으로운용주파수가높아질수록단말기의제조단가가급속히증가한다. 편 5 GHz 에서는전방향안테나(omni-directional antenna) 가필요한반면 17 GHz 대역이상을사용하기위해서는방향성안테나(directional antenna) 가필요하게된 다. 또한주파수가높아질수록전력소모문제가심각해질수있다. 이와같은안테 나및전력문제로인한장점뿐만아니라 닝을할수있으므로이대역이선호된다. 한 5 GHz에서는이동단말기에서도쉽게튜 - 44 -
무선 LAN을위한 5 GHz 주파수대역의할당에대한배경은 1991년미국의애플 (Apple) 사에의해무선멀티미디어서비스를위한비허가( 非許可 ) 주파수대역의추 가할당에대한요구가처음으로제기된시점으로거슬러올라간다. 애플사는무선 데이터통신을위해지금의디지털통신과무선호출서비스에할당된 PCS 대역을 비허가주파수로할당할것으로요청하였다. FCC는처음에이대역을비허가주파 수대역(unlicensed PCS: U-PCS) 으로할당하려고했으나기존무선통신사업권 자들의로비에의해이러한청원이진행되는데난항을겪었다. FCC에서는 U-PCS 대역으로각각 10MHz 씩 3개로총 30MHz 을할당하려하였다. 그러나이대역에 서의데이터전송률은약 2 Mbps 로멀티미디어통신으로는적합하지못했고, 또 소도시규모의네트워크를구현하기위해필요한최소한의사용반경 15~30 km를 포괄하는데한계가있다고판단되었다. 따라서애플사와 WINForum (wireless information networks forum) 은각기다른시점에서 FCC에 250 MHz의비허가주 파수대역을신청하게되었다. FCC는이제한된주파수대역을 1996년 4월에허 가하게되고, 연구와공청회를거쳐 FCC Rule Part 15를수정하여최종적으로 1997년 1월에 300 MHz (5.15-5.35 GHz, 5.725-5.825 GHz) 를 U-NIl 대역으로서 할당하였다. FCC는이대역을 100 MHz 씩나누어, 처음 100 MHz 대역은인접사 무실간의고속데이터전송전용으로서전력을최대 200 mw 로제한하였다. 다음 100 MHz 대역은빌딩또는학교등의캠퍼스를포괄하기위한것으로전력을최 대 1 W 로제한하였다. 마지막 100 MHz 대역은소도시규모의지역을커버하기위 한것으로최대전력을 4 W 로제한하였다. 유럽의경우에는비허가 RLAN의용도로 2.4000-2.4835 GHz 대역을할당하였으 며, 1994년권고안 T/R22-06에근거하여 CEPT (Conference of European Postal and Telecommunication Administration) 에서비허가초고속무선액세스망을위 한대역으로서 5.15-5.30 GHz 및 17.1-17.3 GHz 주파수를할당하고, ETSI에서 는 5.15-5.30 GHz 대역에서 20 Mbps의전송률을지원하는고속무선 LAN을위 한 HIPERLAN (high performance radio LAN) Type-1 규격을제정한바있다. - 45 -
각국가별 2.4 GHz와 5GHz 대역의할당및최대출력전력제한현황을요약하면 < 표 1-1> 과같다. < 표 1-1> 무선 LAN을위한 2.4GHz 및 5GHz 대역의할당현황 제 4 절무선 LAN의표준화동향 우선현재무선 LAN과관련표준화는각국가별또는표준화기구별로진행되고 있으나, 이작업은상호연락관(liaison) 의파견과업체들의개별적인참여등을통 해개별업체의연구개발결과를반영하고있다. 현재 RLAN 관련표준화작업을 추진하고있는기구는 ITU-R 이외에유럽의 ETSI, IEEE, ATM Forum, 그리고일본 의 MMAC-PC 등을들수있다. ITU-R을제외한기타기구는개별업체또는기관 들이회원의자격으로독립적으로참여하는것이원칙이며, 이들기구에서는 RLAN 의요구사항을설정하고시스템의구현을위한구체적인규격을도출하는것을목 표로하고있다. 특히 IEEE와 ETSI BRAN, 그리고 MMAC는상호협력을통해표준규격간의차이 를최소화하기위해물리계층의전송방식으로동일한 OFDM (orthogonal frequency division multiplexing) 방식을채택함으로써전세계적으로사용할수있 는장비의제조를용이하도록하였다. 본소절에서는 IEEE 802.11과 ETSI를통해 진행되어왔던무선 LAN 표준화작업의동향에대해서살펴본다. - 46 -
1. IEEE 802 위원회 IEEE 802 위원회에서는무선 LAN과무선 PAN을각각 802.11과 802.15에서독립 적으로다루고있으며, 다음에서는각위원회별표준화현황을살펴본다. 가. IEEE 802.11 1998년 6월 2.4 GHz 대에서 2 Mbps 전송을하는 RLAN 표준규격을완성한 IEEE 802.11 그룹은 1998년 1월표준화체계를 TGa (Task Group a) 및 TGb (Task Group b) 로재편하여무선전송방식에대한표준화를활발하게추진하여왔 다. 2000년 5월에는 QoS (quality of service) 요구사항을만족하는응용서비스를 지원하기위해기존의매체접근제어방식을확장하기위한새로운그룹으로서 802.11 TGe 와다른분배시스템 (distribution system) 내에있는상이한업체들의 AP (access point) 간상호호환성보장을위한권고안을도출하는새로운그룹으로 서 802.11 TGf 가발족되었다. 1) 802.11 TGb 802.11 TGb는 2.4 GHz 대역에서 1 Mbps 및 2 Mbps를지원하는기존 IEEE std 802.11-1997 규격의골격을유지하면서전송속도를고속화하는것을목표로하 며, 1998년 7월에기존의방식과호환을유지하며전송률을 11 Mbps로확장할수 있는전송기술로서 CCK (complementary code keying) 방식을채택하였다. 이에 따라기존의 1 Mbps 및 2 Mbps 모드와더불어 11 Mbps의기본전송률과 5.5 Mbps의 fallback rate를포함한 4가지모드의다중전송률을지원할수있게되었 다. 그러나이에따른별도의매체접근제어프로토콜을고려하지않고기존의 802.11 MAC 규격을그대로사용하게된다. - 47 -
2) 802.11 TGa 802.11 TGa는 5.2 GHz UNII 대역의비허가무선 LAN 의표준화를위한그룹이며, 1998년 7월에 6 Mbps에서최대 54 Mbps까지다중전송률을지원할수있는새 로운규격을위해 OFDM 방식을채택하였다. OFDM 방식은기존 DAB (digital audio broadcasting) 와 DVB (digital video broadcasting) 등과같은방송시스템 에서연속적인신호전송용으로사용되고있으며, 802.11 TGa에서변조방식으로 채택됨에따라패킷기반의통신을위해 OFDM 방식이최초로적용된셈이다. TGa 에서는 54 Mbps까지전송할수있는 5 GHz 대역에서의무선 RLAN 물리계층의 표준초안을 99년 3 월확정하여, 99년 7월 IEEE 802.11 전체회의에서최종규격 으로확정하였다. 한편 ETSI BRAN의 HIPERLAN/2와 MMAC에서도물리계층의표 준화를위해 IEEE 802.11 TGa 와공동작업을수행해왔다. 이결과 HIPERLAN/2와 MMAC에서도 OFDM 방식을물리계층표준으로채택하고, 이들규격간의차이를 최소화함으로써전세계적으로사용할수있는장비의제조가용이하도록하였다. 3) 802.11 TGe 기존의 IEEE 802.11 무선 LAN 규격에서적용되는 CSMA/CA (carrier sense multiple access/collision avoidance) 방식의매체접근제어프로토콜은 QoS를효 율적으로지원하는데한계점이있음을인식하고, 서비스클래스의제공과 QoS의 향상및관리를위한매체접근제어프로토콜의기능을향상시키기위해 월에새로발족된작업그룹이다. 2000년 4 여기서는또한보안성과인증기능을향상시키는 것도포함하고있다. 이를통해 802.11 TGa와 TGb에서제시된물리계층의고속 전송능력과연계하여전체시스템의성능을향상시키고 장시키는것을목적으로하고있다. 802.11의응용범위를확 - 48 -
4) 802.11 TGf 802.11 규격은무선 LAN 의물리계층및매체접근제어계층을다루고있으며, 또 접속점 (access point: AP) 과분배시스템 (distribution system: DS) 의개념을포 함한시스템의기본적인구조를포함하고있다. 이와같은개념을구현하는방법은 여러가지형태로존재할수있기때문에이규격에서는구현방법을구체적으로 제시하지않고있으며, 또가능한구현방식들은상위네트워크계층으로부터의개 념에따르기도한다. 이것은 DS와 AP의기능설계에있어많은유연성이존재할 수있기는하지만, 상이한설계로인해서로다른제조업체에의해만들어진 AP 장 비들로구성된다른 DS사이에서 AP들간의상호호환성이제공되지않는경우가빈 번하기때문이다. 특히 802.11 규격의무선 LAN이급증하게됨에따라상호호환 성의한계로인해무선 된작업그룹이다. LAN 시장의성장이제한될수있다는인식을토대로구성 나. IEEE 802.15 IEEE 802과제에서는 WPAN 표준화의필요성이대두되면서실행위원회(Executive Committee) 를통해 1997년에 P802.11산하에 WPAN 운영그룹(Working Group) 을 발족한바있다. 초기에이와같이 IEEE 802.11내에서의운영그룹이발족하게된 것은 WPAN이 WLAN과마찬가지로무선통신을다루고있기때운에 WLAN과유사 한틀로표준화가가능할것으로본것이다. 이에따라 WLAN 표준에의해규정된 하부구조를가지고 WPAN 표준의요구사항을만족시키기위한노력을시도하였다. 그러나 IEEE 802.11에서채택한 MAC 규격이 WPAN의요구사항을만족하기어렵 다는판단아래 IEEE 802.11 과제하에별도의운영그룹을발족하기로결의하고, 1999년 3월에 IEEE 802.15라고지정된새로운 WPAN 운영그룹이구성되었다. WPAN 운영그룹은 Standard for Telecommunications and Information Exchange Between Systems - LAN/MAN Specific Requirements - Part 15: Wireless Medium Access Control and Physical Layer specifications for Wireless Personal Area Network' 라는공식명칭의표준규격을도출하고자하며, 이는 POS 내의무선통신을위한표준규격을확립하는것을목표로한다. 여기 POS는정지 또는이동중인개인사용자또는특정장치에의해전방향( 全方向 ) 으로 10 m 이 내까지도달할수있는통신영역을의미하며, 복잡도가낮으면서저전력으로이 영역으로진입하거나영역이내에있는장치들간의상호호환성을제공할수있는 무선접속표준규격을고려하고있다. 또이규격에서는다양한트래픽클래스를 수용하기위해 QoS 보장기능의지원도고려하고있다. - 49 -
802.15 의표준화범위는물리계층 (physical layer: PHY) 과매체접근제어 (medium access control: MAC) 규격을규정하는것이며, LLC (logical link control) 계층은 P802.2에서규정한기존의 LLC 를그대로이용하게된다. 1998년 5월 WPAN 연구그룹 (Study Group) 에서최초로 WPAN 규격의제안을요 청하였으며, 이어 1999년 6월에 802.15 운영그룹이기고문제출을요청하였다. 1999년 7월규격제안요청이마감되면서 1998년부터 Bluetooth 규격의표준를추 진해왔던 Bluetooth Special Interest Group (SIG) 에서 Bluetooth 기술을 WPAN 표 준으로제안하기로통보하였으며, 연구그룹에서는 Bluetooth 규격을 802.15 표준 의근간으로채택할것을결의하였다. 여기서 Bluetooth SIG 입장에서의주요고려 사항은 802.15 표준이 Bluetooth 규격과상호호환성을유지할수있도록하는것이 었으며l 이를위해다음과같은조건을설정하게되었다. Bluetooth 1.0 기본규격과 100% 상호호환성을보장할것 Bluetooth 규격에기술되어있는 Bluetooth 시험인터페이스 (testing interface) 를포함할것 Bluetooth 1.0 규격이외에 802.15에서확장되는규격은기존 Bluetooth 1.0 규 격과의상호호환성을유지해야하며, Bluetooth SIG의승인을받아야함 802.15 연구그룹에서는이조건을승인하고현재제출된규격초안을검토하고 있으며, 향후 IEEE 의공식적인승인절차에들어갈것이다. - 50 -
2. 유럽의 ETSI 1994년권고안 TjR22-06에근거하여 CEPT에서는비허가대역에서의 HIPERLAN이 라고명명된고속무선 LAN 시스템을위한대역으로서 5.15-5.30 GHz 및 17.1-17.3 GHz 주파수를할당한바있다. 이에따라 ETSI에서는다양한사용자 환경빛응용시나리오를지원할수있는다양한형태의 HIPERLAN 표준시스템의 필요성을인식하고, HIPERLAN type-1 (HIPERLAN/1), HIPERLAN type-2 (HIPERLAN/2) 등의고속무선 LAN과 HIPERACCESS 및 HIPERLINK 등의다양한 시스템유형을도출하여현재 EP-BRAN (ETSI Project Broadband Radio Access Network) 이라는과제를통해표준화를추진하고있다. BRAN은고속무선 ATM 및 IP LAN 또는고정광대역무선액세스에서의무선접속계층과 코어네트워크와의연동을위한일부기능을규격화하기위한표준화 작업과제로서, 음성및 ISDN과같은기존의서비스를효율적으로수용할수있을 뿐만아니라, 마래의다양한서비스를위한전달절차(transport mechanism) 을제 공하기위해사용자와망사이의인터페이스를통해 25-155 Mbp 의액세스채널 을제공하면서, 회선방식뿐만아니라 ATM을포함한패킷방식을통해 16 kbps - 16 Mbps 급의사용자데이터전송률을지원하는것을목표로한다. 주요응용환 경은허가된대역을통한일반댁내가입자및중소형사업자등에대한광대역접 속망과비허가대역을통한일반사무실, 일반사무실, 공장자동화, 음향및영상 응용환경을포함한다. 광대역고정무선접속 (broadband fixed radio) 및광대역 무선접속시스템 (broadband cordless access systems) 으로서 ADSL, VDSL, 케 이블모뎀등과같은전달기능을통한유선가입자액세스망과댁내에서의유선 통신서비스에대한대체수단이될것이며, 궁극적으로글로벌멀티미디어이동성 (global multimedia mobility: GMM) 을지원하는것을목표로한다. BRAN 시스템의 유형에따른망구성개념을도식화하면 < 그림 1-6> 과같으며, 유형별시스템특 성과응용환경을요약하면 < 표 1-2> 와같다. - 51 -
< 그림 1-6> BRAN 시스템유형에따른망구성개념 < 표 1-2> BRAN 시스템유형별특성및응용환경 시스템유형시스템개요표준화현황대역기술특성 HIPERLAN/1 최대 20Mbps급의전송이가능한고속무선 LAN ( 단거리: 최대 200m) ETS 200 652 표준규격제정완료 5.2GHz ( 비허가대역 ) 우선권기반의매체접근제어채택 전송률 : 19 Mbps HIPERLAN/2 HIPERLAN/1을보완하고실내환경에서이동단말과유선광대역핵심망과의접속을통한멀티미디어응용서비스를제공하기위한광대역무선액세스망 ( 중거리: 최대 5 km) ETSI Project (EP) BRAN 에서 1 차규격작성완료 5.2GHz ( 비허가대역 ) 무선 ATM 방식의매체접근제어채택 (QoS 보장기능의구현 ) 전송률 : 6-54 Mbps HIPERACCESS 옥외에서소규모사업장이나가입자댁내와유선광대역망과의고정접속을위한광대역무선가입자망 현재 ETSI Project (EP) BRAN 에서표준화추진중 다양한대역 ( 허가/ 비허가대역 ) 무선 ATM 방식의매체접근제어채택 전송률 : ~25 Mbps HIPERLINK HIPERACCESS 와 HIPERLAN 간또는 HIPERLAN 간을상호접속하는기간망역할의고속무선망 현재 ETSI Project (EP) BRAN 에서표준화추진예정 17.1 GHz 무선 ATM 방식의매체접근제어채택 전송률 : ~155Mbps - 52 -
현재 EP BRAN의표준화는 1998년초부터 5 GHz 대역에서의광대역무선 LAN에 해당하는 HIPERLAN/2 시스템규격을도출하기위해작업을진행하여 1999년말에 1 차규격을완성하였다. 물리계층에서 OFDM 을변조방식으로확정하였고, 데이터링 크계층은중앙집중방식의동적예약식시분할다중접속및이중화 (dynamic reservation TDMA/TDD) 를기반으로하는매체접근제어프로토콜을채택하였다. 한 편최근광대역무선가업자망표준의필요성이시급하게대두됨에따라 HIPERACCESS 표준화를위한절차를논의하고있으며, HIPERLAN/2와별도로이 를위한대역요구사항및물리계층등에대한표준화작업을추진하고있다. - 53 -
제 2 장디지탈전송기술 이장에서는광대역무선 LAN 의물리채널과관련된전송환경과, 각종변복조방 식, 오류정정부호등에대해살펴보고자한다. 무선환경은유선과달리다중경로 현상에의한심볼간간섭이발생하고간섭신호가유입되는등다양한신호의열화 요인이존재한다. 또제한된전력에의한증폭기의비선형성이신호를왜곡시키는 주요원인이된다. 이와같은영향을제거또는감소시키기위해서는적적한변복 조방식, 오류정정부호, 확산대역, 채널균등화등다양한기법을적용해야한다. 이장에서는광대역무선 LAN의전파특성및증폭기의특성등전송환경을간단히 살펴보고, 단일반송파및다중반송파전송방식, 확산대역, 오류정정부호등전 송시스템에대해살펴보고자한다. 제 1 절무선 LAN의전송환경 1. 전파( 傳播 ) 특성 무선채널에서는송수신기사이에위치하는반사물체에의해전파가다중경로 (multipath) 를통해전파되어수신신호의지연확산(delay sperad) 이발생한다. 또 단말기및반사물체의이동에의해스펙트럼이퍼지는도플러확산및전파의강도 가변하는페이딩(fading) 현상이발생한다. 다중경로현상은인접한몇개의심볼에걸쳐간섭을발생시키는심볼간간섭 (intersymbol interference: ISI) 를유발시키는데, 채널의지연확산시간이통일한경 우전송률이증가할수록상대적인심볼의길이가감소하여 ISI의영향은더욱커지 게된다. 5 GHz 대역의전송률 20 Mbps 급의대표적인무선 LAN 규격인 HIPERLAN의경우적용환경을옥내의경우반경 30-50 m 내외, 옥외의경우반 경 200-300 m 로규정하고있다. 이경우옥내에서작은사무실의경우 RMS (root mean squre) 지연확산시간은약 50 ns 정도이고, 큰사무실의경우는 150 ns에 이른다. 또옥외창고의경우 200 ns 에이른다. 일반적으로최대지연시간은 RMS 값의약 5배에이르는것을고려하면채널의최대지연시간은각각 250 ns, 750 ns 및 1000 ns 가된다. HIPERLAN 규격에서고려한 800 ns 를가정할때, 심볼전 송률이 20 Mbps이면 ISI가약 16 심볼에걸쳐발생한다. ISI는심볼전송률이증 가함에따라비례적으로증가한다. - 54 -
ISI 는단일반송파변조방식인경우수신기에서채널균등화기를사용하여제거할 수있다. 그러나시간영역에서처리할경우균등화기의복잡도는채널의지연확산 시간에비례하기때문에 ISI 의영향을감소시킬수있는효율적인등화기법 ( 본장 2 절참조) 또는변복조방법( 본장 3 절참조) 을고려해야한다. 한편무선 LAN의경우데이터양의증가에따라점차광대역화하면서전송에필 요한대역을확보하기위해새로운가용주파수로서 5.2 GHz, 17 GHz 대역및 40 GHz, 60 GHz 의밀리미터대역으로사용대역을높여나갈것으로예상되고있다. 일반적으로페이딩은파장의길이에반비례하므로 RF 대역에비해이와같은고주 파대역에서페이딩발생률이훨씬높게된다. 다른한편으로주파수대역이높아 질수록페이딩의영향은증가하지만 30 GHz 이상으로높아지면높은산소흡수도 에의해경로손실 (path loss) 이증가하여지연확산이점차감소한다. 즉 ISI의심 각한영향없이심볼길이를짧게하는것이가능하여고속전송에유리하게된다. 2. 증폭기의비선형성 단말기의동작시간이매우중요한요소로작용하는무선단말기와같이높은전력 효율을필요로하는환경에서신호의왜곡에크게영향을미치는요인중의하나가 증폭기의비선형성에의한것이다. 즉전력증폭기의효율을높이기위해포화점부 근에서동작시키는경우증폭기의응답특성이비선형이되어스펙트럼의부엽 (side lobe) 의크기를증가시키고인접채널간섭(adjacent channel interference) 를증가 시키는요인이된다. 특히다치변조(multi-level modulation) 의경우신호전력의첨 두치대평균치의비가크기때문에더큰영향을받아오율을증가시키는요인이 된다. - 55 -
비선형증폭기의영향을감소시키기위해서는위상변조계열의일정진폭변조방식을적용해야하지만대역효율이낮은단점이있다. 이소절에서는비선형증폭기의특성및신호에미치는영향을살펴본다. 가. 전력증폭기의전력특성 전력증폭기의입출력전력특성은 < 그림 2-1> 과같이입력신호의전력이증가함 에따라어느정도까지는출력전력도선형적으로증가하지만, 증폭기가포화되면 입력전력이증가해도출력전력은더이상큰전력을내지못한다. 따라서증폭기 가포화영역부근에서동작할때최대전력을얻을수있다. 진폭이일정한하나의 반송파를사용하는경우포화영역에서동작해도반송파의왜곡은발생하지않고단 순히출력전력만이제한된다. 그러나두개이상의반송파를사용하는 FDM (frequency division multiplexing) 과같은경우에는포화에의한비선형성으로인하 여반송파간에상호변조(intermodulation) 가발생하여신호의왜곡을유발한다. 또 반송파의진폭이일정하지않은변조방식이나, 진폭이일정한변조방식이라하더라 도여러가지필터링에의해진폭이변화하면다른반송파의진폭과위상변화를초 래하게된다. < 그림 2-1> 전력증폭기의특성 - 56 -
출력전력이포화될때의입력구동전력을입력포화전력이라고하고, 사용하는입 력구동전력에대한입력포화전력의비를입력백오프 한다. (input backoff: IBO) 라고 입력백오프가증가하면입력구동전력이감소하여출력전력은작아지지만 증폭기의선형성은좋아진다. 증폭기의출력포화전력은증폭기에서낼수있는최 대전력을말하며, 출력백오프 (output backoff: OBO) 는실제출력전력에대한출 력포화전력의비로나타낸다. < 그림 2-1> 에서관계식을구해보면다음과같다. 출력백오프는입력백오프와관계가있으며입력백오프가증가하면출력전력은 떨어지므로출력백오프는증가하게된다. 입ㆍ출력백오프가클수록증폭기는선 형영역부근에서동작한다고볼수있다. 반대로백오프가작은경우증폭기는포 화영역부근에서동작하며증폭기의비선형성이증가한다. 나. 전력증폭기의진폭및위상특성 전력증폭기의출력신호의진폭과위상은입력되는신호의진폭에의해결정되는데 이를각각 AM/AM (amplitude to amplitude) 및 AM/PM (amplitude to phase) 변 환이라한다. 전력증폭기의입력신호 y(t) 를다음과같이크기와위상이각각 p y (t) 와 θ y (t) 인복소신호로가정할수있다. 전력증폭기의 AM/AM 응답특성과 AM/PM 응답특성을각각 M[ ㆍ] 와 φ[ ㆍ] 라하면 전력증폭기의출력신호 z(t) 는다음과같이표현된다. 여기서 M[ ㆍ] 및 φ[ ㆍ] 는전력증폭기의종류에따라다르지만, 일반적으로많이 사용하는 Saleh 의근사식의경우다음과같이표현된다. - 57 -
여기서 A sat 는증폭기의포화전압이고, φ 0 = π/6 이다. < 그림 2-2> 는 AM/AM 및 AM/PM 특성을나타낸것이다. (a) AM/AM 변환특성 (b) AM/PM 변환특성 < 그림 2-2> 전력증폭기의특성 전력증폭기의 AM/AM 변환특성은 < 그림 2-2(a)> 보인바와입출력이서로비례하 지않으므로두개이상의반송파를동시에증폭하면각반송파의포락선이왜곡을 일으키게된다. 마찬가지로 < 그림 2-2(b)> 와같이입력신호의진폭에비례하는 위상변화는두개이상의반송파를동시에증폭할때각반송파의진폭변동이다 른반송파의위상변화로나타나게된다. - 58 -
다. 기타의특성 포화영역에서동작하는전력증폭기는리미터증폭기 (hard-liniting amplifier) 로모 델링할수있는데, 리미터는대역제한필터에의해유발된진폭의변동을제거하는 대신에주파수스펙트럼상에서부엽(side robe) 를복구시키는역할을한다. < 그림 2-3> 참조). 또리미터는스펙트럼을확산시키는과정에서동위상성분과직교위상 성분사이에혼신(crosstalk) 을유발한다. 리미터입력및출력의동위상, 직교위상 성분을각각 i i (t), q i (t), i 0 (t), q 0 (t) 라하면시간에따라진폭은일정하므로 i 0 (t) + q 0 (t) = C( 상수) 가성립한다. 한편리미터는신호의위상에는아무런영향을미치지 않으므로입ㆍ출력신호의위상은동일하게유지된다. 따라서 tan -1 [q 0 (t)/i 0 (t)] = tan -1 [q i (t)/i 0 (t)] 가성립한다. 따라서출력신호의각성분은다음과같이입력의 각성분으로나타낼수있다. 이식을보면 [i 2 i(t) + q 2 i(t)] 1/2 이일정하지않으면, 즉대역제한필터에의한진폭 의변화가있으면리미터출력은상호간에혼신이발생함을알수있다. < 그림 2-3> 전력증폭기에의한스펙트럼확산 - 59 -
제 2 절단일반송파변조방식 1. QAM (quadrature amplitude modulation) QAM (quadrature amplitude modulation) 은반송파의진폭과위상을동시에변조 하는방식으로, 동위상 (inphase) 성분과직각위상 (quadrature phase) 성분을각 각진폭변조 (pulse amplitude modulation: PAM) 한것으로볼수있다. M-QAM (M-ary QAM) 의전송신호는다음과같이나타낼수있다. < 그림 2-4> 는 M=2 k 일때신호의집합을나타낸것으로, k가짝수인경우정사각 형의신호집합을구성한다. k가짝수인경우 QAM 신호는서로독립적인 2개의 PAM 신호에의해구성할수있으며, 복조도같은방법으로서로독립적으로수행 할수있다 (< 그림 2-5> 참조). QAM 은반송파의진폭과위상에동시에정보를실어보내므로대역효율이높은장 점이있다. k가짝수인경우만고려할때, M-QAM은동위상신호와직각위상신호 를각각독립적인 신호로볼수있으므로대역효율은다음식과같이 나타낼수있으며신호의 2 배가된다. 따라서이론적으로최대의대역효율을나타내는 동일한대역효율을나타낸다. SSB (single side band) PAM과 가. QAM 신호의전력스펙트럼 QAM 신호의전력스펙트럼은 I, Q 신호가서로동일한대역에겹쳐있으므로, 심 볼구간이같은 PAM 과같은모양을나타낸다. 대역제한필터를통과하지않은경우 심볼구간을 T s 라할때단순히구형파스펙트럼의중심주파수를반송파주파수 w e 로옮긴것에해당하며다음식과같이된다. - 60 -
여기서심볼의 E avg 는평균에너지를나타낸다. 나. QAM의오류확률 정사각형모양의신호집합을가지는 M-QAM의오율은 의결과를이용 할수있다. 즉 의오율은신호점의최소간격을 A o 라할때다음과같 다. 여기서 N o 는잡음의전력스펙트럼밀도를나타낸다. 따라서 M-QAM의심볼오율 은 I, Q 신호중어느한신호라도오류가발생한경우이므로 < 그립 2-4> QAM 신호의집합 - 61 -
(a) 변조기 (b) 복조기 < 그림 2-5> QAM 변조기및복조기구조 비트오율은인접한신호점사이에 1비트만달라지는 Gray 부호를적용한경우, SNR이높을때각심볼오류는 1 비트의오류만을발생했다고볼수있다. 즉 가된다. < 그림 2-6> 은 M-QAM의버트오율을 E b /N 0 에대해나타낸것이다. E b 는 비트당에너지로정사각형모양의신호성좌도를가지는 최소간격 A 0 와다음과같은관계가있다. M-QAM의경우신호점간 - 62 -
< 그림 2-6> M-QAM의비트오율 2. PSK (phase shift keying) PSK 변조기법은간단하면서많이사용하는디지털변조방식중의하나로정보를 반송파의위상에실어보내는방식이다. M-PSK (M-ary PSK) 의경우데이타비트 열( 또는심볼) 을위상이 2 π/m씩차이가있는 M개의반송파중의하나로대응시키는 방식으로서, K=logzM 개의데이타비트열을 채널비트열로직병렬변환한후 각진폭에해당하는값을 90 위상차가있는반송파에곱하여변조한다. 각심볼에 I, Q 해당하는위상을 θ m 이라할때전송신호는다음과같이나타낼수있다. - 63 -
특별히 M=2,4인 BPSK (binary PSK) 와 QPSK (Quaternary PSK) 는선형변조방식 인 2-PAM 및 4-PAM 과동일하다. 수신기에서는변조과정의역으로 I, Q 채널에해당하는반송파와의상관값을계산 하여복조한다. 만족할만한성능을얻기위해서는동기검파를적용할필요가있 는데, 이경우반송파의위상에정확하게일치시킨정현파가필요하다. 정확한위상 의반송파를추출하는방법은수신신호를 M제곱하여심볼에대한위상을모두일 치시키고, 대역통과필터를이용하여반송파의 M 배고조파성분을추출한후, 다시 주파수를 1/M 로나누는주파수분주기를사용하여반송파를얻는다. 비트열( 또는심볼) 을신호성좌도(signal constellation) 상의신호점에대응시키는 방식은일반적으로인접한신호점과 1 비트차이나는 Gray 부호를적용한다. 이것 은 AWGN 하에서심볼오류가발생하변인접한심볼이선택될가능성이크기때문 에심볼오류가발생해도한비트에만오류가발생하도록하기위한것이다. < 그림 2-7> 은 QPSK와 8-PSK 심볼을 Gray 부호화하여대응시킨성좌도의예를나타낸 것이다. < 그림 2-7> Gray 부호화를적용한 QPSK 및 8-PSK 신호의성좌도 - 64 -
가. PSK 신호의전력스펙트럼 PSK 신호의전력스펙트럼은대역제한필터를통과하지않은경우심볼구간을 라할때단순히구형파스펙트럼의중심주파수를반송파주파수 W c 로옮긴것에해당하며다음식과같이된다. T s < 그림 2-8 (a)> 는대역제한필터를거치지않았을때정규화된 PSK 신호의전력 스펙트럼을나타낸것으로, 주파수 f=f c ±n/t s 에서 0 이되고첫번째부엽(sid마 obe) 의최대치는주엽(main lobe) 의최대치에비해 13.5 db 감소한값이된다. 대 역제한된채널의경우이러한스펙트럼의부엽은인접채널과의간섭을유발하므로 송신기에서미리저역필터를사용하여대역을제한한후전송할필요가있다.< 그 림 2-8(b)> 는롤오프 (roll-off) 율이 0.1인협대역 RC (raised-cosine) 필터를사 용한경우의전력스펙트럼을나타낸다. 한편이러한저역필터는대역을제한하는 대신에 PSK 신호의진폭을변화시키게된다. 특히신호의위상이 180 변하는순간 포락선의진폭이 < 그림 2-9> 와같이 0 인점을교차하게된다. 이러한진폭변화는 결국진폭변조를한것과같은결과가되어비선형특성을가지는전력증폭기를 거칠때진폭의변화가위상의변화를유발하는 AM/PM 효과에의해심볼간간섭 을유발하여비트오율의증가를가져온다. 따라서송신저역필터를설계할때인접 채널과의간섭을피하기위해작은롤오프율을가지는필터로대역을제한하는것 과 ( 이경우섬볼간간섭이유발된다), 심볼간간섭을줄이기위해큰값의롤오프 율을가지는필터로대역제한하는것 ( 이경우인접채널간간섭이유발된다) 사 이에절충이필요하다. 이상적인 Nyquist 필터를통과사킬때 PSK의대역효율은전송률이 log 2 M/T s 이고 소요대역폭은 1/T s 이므로 (log 2 M/T s )/(1/T s ) = log 2 Mbit/s/ Hz가된다. - 65 -
< 그림 2-8> 정규화된 PSK 신호의전력스펙트럼. (a) 대역제한필터를사용하지않은경우, (b) roll-off율 0.1인 RC 필터를사용한경우 < 그림 2-9> 대역제한필터를거친 PSK 신호의위상변화에따른진폭변화 (BPSK 경우) 나. PSK 신호의오율 I, Q 두채널로나누어각각을진폭변조하는방식으로 M-PSK 변조시스템을구 성하는경우두신호상호간에간섭이발생하지않고, 개개의비트열이서로독립 적이라고가정할수있다. 수신기에서동기검파를할때 M-PSK 검파후심볼오류 가발생하지않기위해서는 I, Q 각채널에서동시에오류가발생하지않아야한 다. 검파는 I, Q 두신호에의한위상을구함으로써심볼을판정한다. - 66 -
동기검파를가정할때 M-PSK 신호를 I, Q 채널에서각각동기검파한후두신호 에의한위상을구함으로써심볼을판정한다. 이때 I, Q 각채널에서진폭에대해 서로독립적인가우스분포를가지는백색잡음이포함되므로, 잡음의전력밀도를 N o 라할때신호의대응점을중심으로반지름 r과위상 차 는다음과같은분포를한다. 비트오류는 에의해서만발생하고, 오류가발생하는구간은 [+ π/m, - π/m] 를벗 어난영역이므로근사적으로오율을구할수있다. E s /N 0 가비교적클때심볼오율 은다음식과같이표현된다. Gray 부호화를하고인접한영역에서심볼오류가발생한다고가정할수있을정도 로비교적오류율이크지않을경우, 한심볼의오류는한비트의오류를발생하므 로비트오율은심볼오율의약 1/log 2 M으로볼수있다. < 그림 2-10> 은 PSK 변조 방식의심볼오율을비트당 SNR E s /N 0 log 2 M 에대해나타낸것이다. 실제전송시스템에서 Q PSK 신호는잡음채널및비선형증폭기등을통과하면서 I, 채널간에혼신이발생하기때문에이상적인조건에서계산된오율보다는약간 높게나타난다. 또다른선형변조방식과마찬가지로 PSK 신호도검파후위상의 모호성(phase ambiguity) 이발생하기때문에 I, Q 각채널에기준비트열을전송 하거나변조전에차분부호화 (differential coding) 를한다. 차분부호화신호를 동기검파하는경우심볼의오류가인접심볼까지영향을미치기때문에비트오율은 약 2 배증가한다. 비동기검파를하는경우위상오차성분까지포함되어동기검파 와같은오율을나타내기위해서는약 2.3 db의 Eb/No 가더필요하다. - 67 -
3. OQPSK ( offset QPSK 또는 staggered QPSK) 대역효율및전력효율이우수한 QPSK 신호는성좌도상에서두비트가동시에변 하는경우 180 의급격한위상차를나타낸다. 급격한위상차는변조후에대역제한 필터를통과시키면 RF 포락선의진폭이변하게되고, 진폭의변화는비선형특성을 가지는증폭기를지나면서 AM-PM 효과에의해위상의변화를유발하여결국비트 오율의증가를유발한다. 따라서가능한최대위상변화를 180 이내로감소시킬필 요가있다. 이러한목적으로 QPSK 방식을약간변형하여최대위상변화를 ±90 로 제한한방식이 OQPSK와 MSK(minimum shift keying) 이다. < 그림 2-10> PSK 변조방식의심볼오율 OQPSK는 QPSK 에서직교하는두채널 (I, Q 채널) 중에서 Q채널의데이타열을 < 그림 2-11> 과같이심볼주기의 1/2인 T s /2( 즉비트주기 T b ) 만큼지연시켜변조하 는방식이다. 그림에서보면 Q 채널비트열이 I 채널비트열에비해 T s /2만큼의시 간지연이있으므로두채널신호의부호가동시에변화하는경우는발생하지않는 다. 즉매비트구간마다두채널중의한채널만변화하므로위상의변화는최대 90 가된다. OQPSK는 QPSK에서단순히한채널의심볼을비트구간만큼지연시킨것만다르므 로선형채널인경우 OQPSK의전력스펙트럼과비트오율은 QPSK와동일하게된 다. 그러나비트구간마다항상 I 또는 Q 신호중한신호만변화를가지므로수신 기에서표본화순간동기시키기가어렵게된다. - 68 -
< 그림 2-11> OQPSK I, Q 각채널의신호형태 4. MSK (minimum shift keying) OQPSK는 QPSK에비해심볼변화순간에위상의변화를작게하여대역제한이나 비선형증폭기에의해발생하는대역외간섭을감소시킨다. 이것은위상의변화를 연속적으로일어나도록하면대역외간섭을더감소시킬수있음을의미한다. MSK 는 OQPSK 또는 CPFSK (continuous phase frequency shift keying) 의특별한경 우로볼수있다. FSK (frequency shift keying) 변조했을때중요한문제점중의하 나는한주파수에서다른주파수로변할때위상의불연속이발생하여넓은대역폭 을필요로하는점이다. 시간에따라위상을선형적으로변화시키면이러한위상의 불연속문제를해결할수있다. 이를연속위상 FSK (CPFSK) 라하며그일반적인 신호는다음과같다. - 69 -
여기서 ϒ(0) 는이전심볼의변조과정에의해서결정된초기위상으로 π/2의정수 배이다. 그런데 FSK에서반송파간에서로직교하기위해서는 2 ft b = n/2 (n은정 수) 조건을만족해야하며, 2 ft b = 1/2 일때주파수편이는최소가된다. 이조건 을만족시키는 FSK를 MSK 라한다. 이것은 FSK에서대역폭이가장좁은경우에해 당한다. 이때 MSK 신호는다음과같아나타낼수있다. 위식에서우변두번째식은 OQPSK 변조방식에서각 I, Q 채널의심볼펄스를구 형파에서 4T b 주기의사인파심볼펄스로대치시킨것으로도볼수있다. 즉 < 그림 2-12> 와같이 OQPSK 파를심볼구간마다정현파로파형정형한후 OQPSK 변조 하여구현할수있다. < 그림 2-12> MSK 변조기및복조기 - 70 -
가. MSK 신호의전력스펙트럼 MSK 신호는시간영역에서정현파의 1/2 주기와 OQPSK 신호의곱으로표시되므 로, 주파수영역에서는각각의주파수스펙트럼의컨벌루션(convolution) 하여제곱 한형태가된다. 즉다음과같은식으로표현된다. < 그림 2-13> 에서알수있듯이 MSK 신호의스펙트럼은주파수영역에서 OQPSK 스펙트럼과 1/2 주기정현파의스펙트럼을컨벌루션함에따라주엽의대역폭이 QPSK나 OQPSK보다 1.5 배정도넓어진다. 그러나부엽의크기는훨씬작아진다. 이것은심볼에정현파를곱하여위상이천천히변하기때문이다. 그림에서 MSK의 이상적인 RF 대역폭은 QPSK의 1/2T b 보다조금넓은 3/4T b 정도가됨을알수있 다. < 그림 2-13> QPSK, OQPSK, MSK의전력스펙트럼밀도 - 71 -
나. MSK 시스템의오율특성 심볼구간동안 I, Q 채널의직교성은유지가되기때문에 Gray 부호화된 MSK의오 율특성은 QPSK 와동일하다. 실제시스템의경우주엽이내로대역폭을제한하여 포락선의진폭이변화하도록하여도포화영역에서동작하는비선형증폭기를통과 시키면스펙트럼의부엽이재생되어오히려비트오율의감소를가져온다. < 그림 2-14> 는각변조방식의이론적인오율특성을비교한것이다. < 그림 2-14> 각디지털변조방식의이론적인오율특성 다. GMSK (Gaussian MSK) MSK 스펙트럼의부엽은 QPSK나 OQPSK 에비해서는작지만, -80 ~ -60 db의인 접채널간섭조건을만족시키기에는아직도부족하다. 이러한단점은 MSK 변조이 전에저역필터로전처리하여극복할수있다. 전처리필터로다음과같은전달함수 를갖는 Gaussian 필터를이용하는것을 GMSK 변조방식이라한다. - 72 -
여기서 B b 는필터의 3-dB 대역폭으로, 작으면신호의대역폭을제한하게되고클 수록통과대역필터에다가간다. 따라서심볼구간을 T s 라할때 < 그림 2-15> 와같 이 B b T s = 이면필터를필터가없는것과등가이므로 MSK 와동일하며, B b T s 가작 아질수록 GMSK 신호의대역폭은감소하게된다. 한편 B b T s 가작을수록전처리필 터에의해진폭의변동이커지고, 결국심볼오율이증가하여 B b T s =0.2인경우 MSK에비해약 2.5 db 정도 SNR 의손실을가져온다. 그러나스펙트럼의집중효 과가크기때문에인접채널간섭이중요요소로작용하는환경에적합하여유럽의 이동통신시스템인 GSM 시스템에서사용하고있다. < 그림 2-15> GMSK 신호의전력스펙트럼 5. 각변조방식에서의필터링과리미팅효과 앞소절에서각변조방식들의이상적인상태에서의성능과특성을알아보았으나시스템을실제구현할때에는스펙트럼및오율특성에있어서대역제한필터와비선형증폭기에서의리미터의영향을크게받는다. 이소절에서는필터링과리미터의영향에의한성능의저하와이때나타나는여러가지특성에대해서알아보고자한다. - 73 -
가. 각변조방식의포락선변동 버선형증폭기를이용하는경우변조신호의진폭( 포락선) 이변동하면증폭기의 AM-AM 및 AM-PM 효과때문에신호의진폭과위상이변하게된다. 이중에서특 히위상변동성분은위상변조된신호에위상잡음으로나타나오율성능이악화된 다. 따라서선형증폭기를이용하거나, 전력제한된환경에서는가능한변조신호의 진폭변화가적은변조기법을선택할필요가있다. 또위상변조신호는위상이급 격히변할때진폭의변화가크므로최대위상변화를작게해야한다. QPSK에서는비트가달라짐에따라가능한위상의변화량은 I 채널과 Q 채널데이 타중에서하나만변하는경우 ±90 이고, I 채널과 Q 채널의데이타가동시에변 하는경우는 180 이다. < 그림 2-16(a)> 에서보면 180 의위상변화가생길때에 는포락선의진폭이 0 인위치를지나가고 ±90 의변화가생길때에는 3 db 진폭 의감죄가발생한다. QPSK 와같은대역효율및특성을유지하면서급격한위상변화를줄이고자하는 변조기법이 OQPSK 라할수있다. OQPSK (< 그림 2-16(b)> 참조) 에서는두개의 데이타가동시에변하는경우가발생하지않으므로가능한위상의변화는 ±90 이다. 그러므로최대포락선변동량은 3 db 이하로제한되어 OQPSK의포락선변 동량은 QPSK 의변동량보다작게된다. MSK 는대역효율면에서약간의손실을감수하면서진폭의변동을완전히제거하고 자하는변조기법으로 MSK에서는기저대역의펄스모양은정현파형태로된다 (< 그림 2-16(c)> 참조). 그러므로 MSK에서는포락선의변동으로인한성능의저하 가발생하지않는다. MSK의다른중요한특정은위상의변화가선형적이고연속인 점이다. 뿐 - 74 -
나. 스펙트럼확산현상 대역제한시스템은유한한상승시간(rise time) 과하강시간(falling time) 을가진다. 그러므로필터를통과하면 PSK, MSK, OQPSK 등의변조신호에포락선변동이발 생한다. 이시변포락선신호를이상적인무한대역리미터를통과시키면리미터의 출력은진폭이일정한포락선이되는데이것은리미터가입력신호의포락선변동을 제거하기때문이다. 그러나일반적인비선형전력증폭기의경우이상적인무한대 역특성을가지지못하고비선형영역에서리미팅을하기때문에이것으로인하여 스펙트럼의부엽을복구시키는결과를초래한다. < 그림 2-17> 은 QPSK와 OQPSK 변조신호의비선형증폭기통과전후의스펙트럼의모양과진폭및위상의변화를 나타낸다. 진폭의변동이큰 QPSK가진폭변동이작은 OQPSK에비해비선형증 폭기통과후스펙트럼의부엽이더완전히복구되는것을볼수있다. (a) QPSK 신호 - 75 -
(b) OQPSK 신호 < 그림 2-16> (c) MSK 신호 대역제한필터통과후의신호의진폭및위상변화 스펙트럼확산현상은수학적인해석이상당히복잡하고, 인접채널에미치는영향도계산하기가대단히복잡하고어렵다. 이런이유로스펙트럼의사이드로브복구로인해서발생하는인접채널간의간섭에의한성능의저하는대부분전산모의실험을이용한다. 한편대역제한필터의대역이점차로줄어감에따라신호의왜곡이발생하고이에따라진폭변조성분이발생하게된다. 리미터는이진폭변조의성분을제거시키지만심볼의왜곡을한층더강화시키는역할도하게된다. 이와같은결과로파형간에누화(crosstalk) 가발생한다. - 76 -
< 그림 2-17> 비선형증폭기의스펙트럼확산효과 6. 채널균등화 이상적인전송채널은모든전송주파수대역에걸쳐서크기특성이평탄하고위상 특성이선형적이다. 그러나실제채널은앞서기술한바와같이여러가지원인에 의해이상적인특성을만족하지못하므로신호를전송함에있어서왜곡을발생시키 게된다. 특히다중경로채널에의해발생하는신호의지연확산은전송률이높아짐 에따라심볼간간섭을심하게일으켜비트검출오류의주된원인이된다. 이러한 현상을극복하기위하여수신신호를처리하여채널의특성을보상함으로써수신측 에서의비트검출오류를감소시킬수있도록하는것을채널균등화 (channel equalization 라고한다. 신호가전송되는채널의특성은여러가지요인에의해시간에따라가변적이다. 즉송수신기의이동, 거리, 지형, 건물등에의해영향을받기때문에수신기의채 널균등화기는이러한채널특성의시간적변화또는상황에따른변화에적응하여 채널을균등화할필요가있다. 이와같이시변채널을적응적으로추종하며균등화 하는채널균등화기법을적응균등화기법 (adaptive equalization) 이라고한다. - 77 -
이소절에서는채널균등화필터를야용하는선형및비선형균등화기법과, 송신신호및잡음의확률적인특성을이용해직접송신신호열을추정해내는확률적등화기법에대해살펴본다. 가. 선형균등화기법 채널균등화의기본원리는주어진수신신호로부터채널의성질을파악하여수신신 호를채널의역에해당하는처리를함으로써원래의신호를추정하는것이다. 다시 말하면채널균등화기는일종의필터라고할수있는데, 균등화기로서선형필터를사용하는기법이다. 입력신호와필터의충격응답함수의컨벌루션 선형균등화기법은채널 선형시불변필터를통과한신호는 (convolution) 으로표현할수있다. 입력신호를 x(n), 필터의충격응답함수를 C k 라하면필터의출력신호 ŷ(n) 는다음 과같다. 여기서 C k 는채널균등화기의충격응답으로서균등화기의계수또는필터계수라 고한다. 채널균등화에가장널리사용되는선형필터의구조는횡단선 (transversal) 형필터구조이다. 이필터는위식을직접적인구조(direct form) 로구 현한것으로 < 그림 2-18> 과같은구조를갖는다. 특히이와같은구조의필터는 충격응답이제한된길이를가지므로유한충격응답 (finite impulse response: FIR) 필터라고한다. FIR 필터의계수의갯수즉충격응답함수의수를필터의차수 (order) 라고하는데, 채널의특성에따라다르지만일반적으로지연확산의 2배이 상의길이가필요하다. - 78 -
< 그림 2-18> 선형 FIR 횡단선필터의구조 채널균등화는결국수신신호 x(n) 으로부터원래신호 y(n) 과가장가까운추정신호 ŷ(n) 을찾기위해서필터계수 C k 를최적화하는문제로귀착된다. 디지탈통신에 있어서시스템의성능측정을할때가장의미있는판정기준은평균오율이므로, 이것을최소화하는필터계수를찾는것이바람직하지만평균오율과필터계수사 이의관계식을찾아내기는힘들다. 따라서현실적인판정기준을생각해야한다. 필 터계수를최적화하는데에널리사용되는판정기준으로서추정된신호의최대왜 곡에의한판정기준과평균제곱오차 이있다. (mean square error: MSE) 에의한판정기준 1) Zero Forcing (ZF) ZF 알고리듬 알고리듬은최대왜곡을최소화하는판정기준을사용하는가장간단한적용균 등화알고리듬이다. 균등화기로횡단선필터를사용하고, 필터의차수를무한대라 하면균등화기의출력은아래와같이나타낼수있다. 여기서채널의충격응답을 h(n) 이라할때 q(n)=h(n)*c η 으로채널과균등화기전체 의충격응답을나타내며, w(n) 은채널잡음을나타낸다. 위식에서첫째항은원하 는신호 y(n) 이크기만바뀐형태이고, 두번째항은심볼간간섭을나타내며, 셋 째항은잡음을나타낸다. 여기서최대왜곡을다음과같이정의한다. - 79 -
최대왜곡 D를최소화하려면 n 0인모든 q(n) 이 0 의값을가지면된다. 따라서필터의계수를아래와같은조건을만족하도록조정하면심볼간간섭을제거할수있다. 주파수영역에서고려하면위식은 Q(z) = H(z)C(z) = 1, 즉 균등화기필터의전달함수 C(z) 는채널의전달함수 H(z) 의역에해당함을알수있 다. 최대경사법 (steepest descent method) 을이용한반복적형태의필터계수 조정법은아래와같이된다. 여기서 μ 는계수의갱신률을나타낸다. ZF 균등화기는간단하지만잡음은전혀고려하지않고오직다중경로현상으로모 델링할수있는채널의역만을구현한다. 따라서채널의전달함수에서감쇠가심한 부분은필터의전달함수에서큰이득에해당하므로잡음이강조되는잡음강화 (noise enhancement) 현상이발생하는단점이있다. 또균등화기입력신호의눈 패턴 (eye pattern) 이열려있지않은상태에서는최대왜곡을최소화시킬수없다. 2) LMS ZF 알고리듬 알고리듬에서는잡음을고려하지않은최대왜곡을기준으로필터의계수를정 하지만, 필터의출력과원신호와의평균제곱오차 (MSE: meam squared error) 를 기준으로정할수있다. - 80 -
이와같이 MSE를최소화하도록필터계수를최적화하는알고리듬을최소평균제 곱오차(MMSE : minimum MSE) 판정기준에의한알고리듬이라고한다. 이때균 등화기의계수는다음과같이결정된다. 여기서 x(n) [x(n) x(n-l) x(n-l)] T 으로균등화기의입력벡터를나타낸다. MMSE 알고리듬은계수를구하기위하여 NxN 행렬의역행렬을구해야하므로그 계산량이매우큰단점이있다. 따라서계산량을줄일수있는알고리즘을생각할 수있는데, 그중의한가지방법이최대경사법 (gradient algorithm 또는 steepest descent algorithm) 에의한반복계산법이다. MSE는필터계수에대한 2 차함수로주어지므로그최소점은필터계수 {C k } 에 대해오직한점만이존재함에착안해서, 임의의필터계수의초기치 {C k (0)} 를설 정한후 MSE 곡선상에서오차가줄어드는방향, 즉 < 그림 2-19> 와같이필터계 수에대한 MSE 곡선의기울기와반대방향으로 {C k } 를반복적으로갱신해나가면 된다. 그런데이알고리듬에서 MSE는기대치를포함하므로현실적으로구현하기 어렵다. 따라서 MSE에대한기울기벡터대신에근사적으로기대값을취하지않은 제곱오차의기울기벡터를사용하는방법이있는데, 이것을 SG (stochastic gradient) 알고리듬또는 LMS (least mean square) 알고리듬이라고한다. 이것을 다시식으로쓰면다음과같다. LMS 알고리듬은심볼간간섭에의한왜곡만을최소화하는 ZF 알고리듬과는달리, 심볼간간섭에의한왜곡뿐만아니라잡음에의해발생되는오차까지고려하여오 차를최소화하므로균등화기출력단에서신호대왜곡비를최대로하면서도잡음에 대해강한특성을나타낸다. 을알수있다. - 81 -
< 그림 2-19> MSE 곡선상에서필터계수의갱신방향 3). FSE (fractionally spaced equalizer) 이제까지설명한필터는지연소자가심볼간격과같은크기를갖는것이었으나, FSE 는지연소자의크기가심볼간격보다작은필터를말한다. 일반적으로선형변 조시스템에서최적의수신필터는채널의주파수응답의공액복소 (conjugate complex) 에해당하는정합필터이다. 이정합필터를수신필터로사용했을경우심 볼간격의지연소자율갖는균등화기를사용하는것이최적이다. 그러나실제로채 널의주파수응답을알수없는경우수신필터는일반적으로전송되는펄스에정합 되어있어서균등화기의성능은채널의상태에매우민감하게된다. 채널이중심주파수를중심으로대칭이아닌경우를예를들어보면아래 < 그림 2-20> 과같이균등화가업력신호의중첩스펙트럼 (folded spectrum) 의겹친부분 에위상이서로 180 차이가있을경우서로빼지고, 통상의경우더해져서스펙트 럼이일그러짐을볼수있다. 따라서이런모양의스펙트럼을가진신호를심볼간 격의지연소자율갖는균등화기로써균등화하기는더많은적응시간과더큰잡음 증폭을유발하게된다. 이경우 FSE를사용하면균등화기입력신호의중첩스펙트 럼에겹침을방지함으로써스펙트럼의일그러짐을막을수있다. 송신필터의롤오 프율이 β 인경우를생각하면균등화기입력신호의스펙트럼은최고주파수가 (1/2) (1+β)/T 로제한되게되므로균등화기의지연소자를 T/(1+β) 로하면중첩스펙트럼 의겹침현상을막을수있게된다. 또한표본시간 (sampling instance) 의변화에 대해서도심볼간격의지연소자율가진균동화기보다더좋은성능을나타낸다. 그 것은표본시간의변화자체가신호의위상에변화를주는것이고, 심볼간격으로표 본화했을경우스펙트럼의겹침으로이위상변화가중첩스펙트럼에일그러짐을 발생시켜균등화기의성능저하를가져오기때문이다. - 82 -
< 그림 2-20> 위상왜곡이발생한신호의중첩스펙트럼, (a) 표본화이전수신신호의스펙트럼, (b) 심볼간격표본화후의스펙트럼, (c) 채널균등화기에서처리되는기저대역스펙트럼 나. 판정궤환균등화기법 (decision feedback equalization: DFE) 판정궤환균등화기는균등화기의출력인추정신호 ŷ(n) 을판정한신호 ỹ(n) 을궤환 함으로써성능향상을꾀하는균등화기이다. 판정궤환균등화기의구조는 < 그림 2-21> 과같으며, 균등화기의출력은다음식과같다. 여기서 {v k } 는되먹임필터 (feedback filter) 의계수이다. - 83 -
판정궤환균등화기가선형균등화기와다른점은 < 그림 2-21> 과같이균등화기가 순방향 (feed -forward) 필터로만구성되어있지않고, 입력단과연결된순방향필 터와출력단과연결된되먹임필터의조합으로구성되어있다는점이다. 판정오류 발생율이충분히작다면되먹임필터의입력은잡음성분을포함하지않는정확한 신호가된다. 즉되먹임필터의입력이잡음을포함하고있지않으므로, MMSE 필 터에서도약간발생하는잡음증폭현상을완전히제거할수있다. 따라서판정궤환 균등화기는같은차수의선형균등화기에비해좋은성능을나타낸다. 순방향필터의입력은앞절의선형균등화기와마찬가지로완전한정합필터의출 력이아니고역방향필터의경우정확히판정된신호를가정하므로, 일반적으로판 정궤환균등화기의순방향필터는 FSE 로, 되먹임필터는심볼간격지연소자를갖 는필터로구현한다. < 그림 2-21> 판정궤환균등화기 다. 확률적균등화기법지금까지설명한균등화방법은균등화기의필터계수를최적화하기위해서 MSE 또는최대왜곡을최소화하는기준을사용하였다. 그리고송신데이터의추정치는입력신호또는판정한신호의선형조합으로나타낼수있었다. 이러한방법은균등화기의계수조정을할때입력신호와잡음신호의통계적성질을필요로하지않는다. 확률적균등화기법은송신신호와잡음의확률적인특성을이용하여직접송신신호를계산해내는방법이다. - 84 -
1) MAP (maximum a posteriori probability) 기준에의한확률적균등화알고리듬 이균등화기법은잡음의확률분포를이용해서각심볼단위로균등화하는기법으로, 사후확률(a posteriori probability) 을계산하여데이터심볼이가질수있는값중 이확률을최대로하는값을추정결과로얻는방법이다. 채널의지연확산특성에의해 n 번째데이터심볼이 n+l 번째의데이터심볼까지간 섭을일으킨다고하자. D+1 (D L) 개의심볼 x n. x n+1, x n+d 을수신하여송신된데 이터 y n 을추정하려고할경우, 사후확률 p(y n/ x n+d.,, x n ) 을최대로하는 y n 의추 정치를최대 MAP 기준에의한추정치라고한다. 송신심볼의추정치는 Bayes의 법칙에의해다음식과같이나타낼수있다. 여기서 P n ( ), Pn-1( ), 는다음과같이순차적으로구할수있다. 이알고리듬은송신데이터와잡음의확률분포를모두이용하여가장최적의성능을나타내지만, 위식에서보는바와같이한개의데이터심볼을추정하기위한계산량이엄청나게많은것이단점이다. 이알고리즘의오율성능은결정궤환균등화기보다우수한것으로알려져있다. 2) ML (Maximum-likelihood) 기준에의한신호열추정 (MLSE) ML 기준에의한신호열추정은송신측에서디지탈데이터심볼의열을전송했을 때수신측에서확률적으로가장가능성야높은신호열을추정하는기법이다. - 85 -
송신측에서 N개의심볼열 y N 을전송하고, 각각의심볼이 M가지의값을가질수있 다고하면, 수신측에서생각할수있는심볼열의가지수는 M N 개이다. 수신측에서는 수신신호로부터다음식과같은가능함수(likelihood function) 를구해서 심볼열중에서함수값이최대가되는심볼열을찾는다. M N 개의 여기서 {x n } 는수신기의정합필터를통과한수신신호이고, {h k } 는채널과정합필 터를합한시스템의충격응답함수이다. 채널의충격응답이유한하다면, 처럼동작하게되므로, 채널은송신데이터에대해서는마치길쌈부호기 수신측에서는송신신호를추정하기위해서길쌈부호의효 율적인복호알고리듬인 Viterbi 알고리듬을적용할수있다. 채널의심볼간간섭이 L 개의심볼에걸쳐발생할때 정하기위해서 M N 번의가능함수 만필요하다. Viterbi 알고리듬을사용하면 N 개의데이터심볼을추 ( 또는결합확률) 를계산하는대신 NM L+1 번의계산 Viterbi 알고리듬의오류성능은다음식과같이나타낼수있다. 여기서 K 는동일한최소 d min 은두개의바른신호열간의최소 출력단에서의백색가우스잡음의전력을나타낸다. Viterbi 알고리듬의오류성능을 Euclidean 거리를갖는오류신호열들의평균개수를, Euclidean 거리를, σ 2 n은수신기의정합필터 DFE의오류성능과비교하면오류확률이작을수록 Viterbi 알고리듬의성능이우수한것으로알려져있다. Viterbi 알고리듬은고전적인 확률기반알고리듬에비하여계산량이많이감소하였지만, 아직도채널의지연확산 시간이 L 심볼인경우계산량의수가 M L+1 에비례하므로심볼간섭길이에따라계산 량이지수함수적으로증가하는단점이있다. 또각단계마다 M L 개의상태를기억하 기위한기억소자가필요하다. - 86 -
제 3 절다중반송파변조방식 다중경로채널을통해단일반송파변조 (single carrier modulation) 된신호를전송 할경우수신신호는다중경로에의해심볼간간섭 (intersymbol interference: ISI) 이발생한다. 특히고속데이터전송시에는심볼의주기가채널의지연확산 (delay spread) 보다작기때문에 ISI 가더욱심해져, ISI에의한왜곡을보상하여송 신신호를정확히복원하기위해서는채널균등화기를포함한복잡한수신기법이필 요하다. ISI에의한신호의왜곡현상을줄이기위해서는심볼의주기가채널의지연 확산보다커야한다. 이러한다중경로채널에서의왜곡을간단히제거할수있는 변조방식으로직교주파수분할다중화 (orthogonal frequency division multiplex: OFDM) 방식이제안되었고, 최근디지털방송시스템의전송방식으로채택되었으 며, 무선 LAN과같은통신시스템을위한전송방식으로적용하기위해활발한연 구가진행되고있다. OFDM 방식은단일반송파를이용한전송방식과는달리상호직교성을갖는다수 의부반송파(subcarrier) 를이용하여데이터를전송하게된다. 즉 OFDM 방식은입 력되는데이터를변조에사용되는부반송파의수만큼병렬변환을수행하고, 변환 된각데이터를해당부반송파를이용해변조시킴으로써데이터전송속도를그대로 유지시키면서각부반송파에서의심볼주기를부반송파의수만큼길게한다. 상호 직교성을갖는부반송파를사용함으로써부반송파간의대역이서로겹치게배치할 수있으므로부반송파의대역들이서로겹치지않도록분리된주파수분할다중화 (drequency division multiplex: DFM) 방식에비해대역폭효율이높고, 심볼길이 가길어지게되므로단일반송파변조방식에비해 OFDM transform) 와 시스템에서송수신단의변복조과정은각각 ISI 에강한특성을지닌다. IDFT (inverse discrete fourier DFT (discrete fourier transform) 를이용하여모든부반송파에대해 일괄적으로처리할수있기때문에개별부반송파에대해변복조기를설계할필요 가없으며 IFFT (inverse fast fourier transform) 와 FFT ( 굶st fourier transform) 를 사용하여효율적으로구현할수있다. 또한채널의지연확산보다긴보호구간 (guard interval) 을전송하는매심볼마다삽입하면 ISI 를완전히제거할수있다. 이경우다중경로채널이각부반송파관점에서는단일경로채널로근사화되므로 수신단에서간단한수신기구조를사용하여쉽게보상할수있다. - 87 -
1. OFDM 변조방식의원리 우선 < 그림 2-22> 에서보는바와같이다수개의펄스에의해다치값을갖는심 볼을전송하는 PAM (Pulse Amplitude Modulation) 과다중펄스변조 (Multipulse Modulation) 방식의혼합구조를살펴보자. N개의부반송파가있으며, 각각의부반 송파는구형파에의해변조된다고가정한다. 실제 OFDM 변조에서는스펙트럼의 부엽(sidelobe) 를감소시키기위해다음과같이직교하는펄스 g i (t) 를사용한다. 직렬로입력되는데이터심볼을병렬로변환한후각부반송파에입력되는심볼을 {A k } 라고하면, 다중펄스변조된후의 OFDM 심볼구간에서신호는다음과같이나 타낼수있다. < 그림 2-22> OFDM 변조원리 - 88 -
여기서 f는부반송파간의간격으로 에의해결정되며 OFDM 섬볼의유용구간 (NT b,t b : 비트길이) 가된다. OFDM 심볼은심볼의유용구간과보호구간의합 T= T u +T g 으로이루어지 며, T 시간동안 N개의심볼이동시에병렬로전송된다. 다중펄스변조된신호는펄 스성형필터를거친후에채널을통과하여수신되며, 수신단에서는각부반송파에 해당하는펄스에대한정합필터를통과시킨후에해당심볼을검출할수있다. 이때다중펄스는상호간의직교성을유지하기때문에일반화된 Nyquist 정리에의 해펄스의스펙트럼은 < 그림 2-23> 에나타낸바와같이 1/2T N 간격으로겹치게 배치할수있고, 결과적으로전체대역은 (N+1)/2T 이된다. OFDM 전송신호를비트구간마다표본화한신호를고려하면다음식과같이각부 반송파에입력되는신호 {A k } 를 DFT 한것으로볼수있다. < 그림 2-23> OFDM 신호의스펙트럼모양 - 89 -
즉 < 그림 2~22> 의변조방식을이산적으로 < 그림 2-24> 와같이 N-포인트 IOFT를 이용하여구현할수있다. OFDM 신호의전송채널은각각의부반송파가차지하는대역이협대역이므로, 부반송파대역에서채널의충격응답이 C k 로일정하다고볼수있다. 따라서정합필 터를거쳐비트구간 T b 마다표본화된수신신호는다음과같이나타낼수있다. 각 이신호를각부반송파에대해동기검파를하면다음과같이수신신호에대해 DFT 하는것과동일하게된다. 이것은수신단에서동기검파대신 DFT ( 또는 FFT) 를이용하여본래의전송심볼 을검파할수있음을의미한다. 로채널균등화기의필요없이채널응답의역응답을 또채널의특성이부반송파대역에서는일정하므 출력의각신호에곱해주 면된다. 즉 < 그림 2-25> 와같이표본화된수신신호를단순히 DFT 하고, 각출력에 채널응답의역을곱하는 DFT 1- 탭균등화기를통과시킴으로써복조가완료된다. < 그림 2-24> IDFT를이용한 OFDM 변조 - 90 -
< 그림 2-25> DFT를이용한 OFDM 복조 < 그림 2-26> 은 IDFT 및 DFT를이용하는 OFDM 전송시스템의수신부및송신부 를나타낸다. < 그림 2-26> OFDM 전송시스템 - 91 -
2. 보호구간 (guard interval) 의기능 OFDM 변조방식이 ISI를제거할수있는이유는심볼과심볼사이에보호구간이삽 입되기때문이다. 보호구간이채널의최대지연확산시간보다큰경우 ISI를완전히 제거할수있지만, 일반적으로평균지연확산 (root mean square delay spread) 의 2-3 배범위내에서결정하고, 보호구간이전체심볼에서차지하는비율이최대 1/4을넘지않도록 DFT 포인트수를조절하여결정한다. 보호구간은인접심볼이 유입되지않도록하는데목적이있으므로어떠한모양이돼도상관없지만, 부반송 파간의직교성을유지하기위해서신호를순환적(cyclic) 으로연장하는방법을주로 이용한다. < 그림 2-27> 은임의의 k번째부반송파 1개에대해순환적으로연장하는 방법을보인것이다. 만일채널의다중경로에의한전파의지연시간이보호구간의길이보다작다면 림 2-28> 과같이동일한심볼이겹치는구간이 DFT에필요한유용심볼구간 T u 보 다길어진다. 따라서수신기에서 DFT하기전에보호구간을제거하면전혀 ISI가전 혀유입되지않은신호를얻을수있다. < 그림 2-29> 는 k번째부반송파에대해보호구간이하의전달지연이발생하는채널 에서수신신호의모양을본것이다. < 그 < 그림 2-27> k번째부반송파에대한보호구간삽입방법 - 92 -
< 그림 2-28> 채널의지연에의한수신신호의모양 < 그림 2-29> 지연확산이있는채널에서 k번째부반송파의수신신호 3. OFDM 의특징 OFDM 변조방식은부반송파의스펙트럼을서로겹치게배치함으로써대역효율이 높고, 또보호구간의삽입으로복잡한채널균등화기가필요하지않다는장점이있 다. 또부반송파마다채널의특성에따라서로다른변조방식을적용할수있으므 로통일한전송전력인경우전송률을증가시킬수있다는장점이있다. 그러나부 반송파간의간격이서로밀접하므로주파수옵셋의영향이크며, 여러고조파성분 이합쳐져있으므로전송신호의피크대평균전력비 (peak-to average power ratio: PAR) 가크다는단점이있다. 이절에서는이와같은 OFDM의장단점에대해살펴 본다. - 93 -
가. OFDM 변조방식의대역효율 OFDM 은서로직교하는다수의반송파를변조하고서로겹치도록배치함으로써대 역이서로겹치지않도록배열하는일반적인 FDM 에비해대역효율이높다. 유용심 볼의길이를 T u 라고할때, 부반송파가서로직교하는최소의주파수간격은 가된다. 부반송파의개수를 1, 2, 3개로늘려갈때각반송파의스펙트럼및전체 스펙트럼의모양을 OFDM과일반적인 FDM 을비교하여 < 그림 2-30> 에나타냈다. 펄스정형을고려하지않을때그림에서보는바와같이부반송파의수를늘려갈수 록 OFDM은대역폭이전송률의 2배인 W=2R로다가가지만, FDM의경우는 W=2R 을그대로유지하게된다. 보호구간에의한오버헤드와펄스성형을위한필터의 roll-off 율을 a라가정할때 OFDM 의대역효율은다음과같다. N : # of subcarriers M : # of modulation levels T u T u : useful symbol period : symbol period f : subcarrier spacing a : roll-off factor (0<a<1) β = T u /T u (0<β<1) - 94 -
부반송파의수가많을때대역효율은 ɳ = βlog 2 M이되어오직보호구간의비율만큼만감소하게된다. Nyquist 필터를사용하는경우이론적인최소의대역폭은 이고단일반송파방식의대역효율이 인것을고려하면, OFDM의대역효율이거의이론적인최소치에다가감을알수있다. < 그림 2-30> OFDM과 FDM의스펙트럼 - 95 -
나. 채널균등화 OFDM 의부반송파의수가큰경우부반송파의스펙트럼이차지하는비율은전체대 역에서미미한부분에해당한다. 따라서 < 그림 2-31> 과같이부반송파대역은거 의평평한채널특성을갖는다고볼수있다. 수신단에서는채널균등화를위해부 반송파에채널특성의역에해당하는값만을곱해주는탭이 1개인이득조절기만필 요하다. 단일반송파방식의경우복잡한채널균등화기때문에수신기의복잡도가 크게증가한다. 특히전송률이높은경우심볼길이에대한채널응답의길이가상 대적으로증가하여많은탭을가진균등화기가필요하게된다. OFDM 방식에서는 DPSK (differential phase-shift keying) 를 OFDM의부반송파변 조에사용하는경우채널은추정할필요가없다. < 그림 2-31> OFDM 부반송파의대역폭과채널특성 그러나이경우에심볼당비트수에제한이따르고약 3 db 정도의 SNR 손실을초 래하게된다. 한편수신단에서동기검파를적용하는경우채널을추정할필요가있 다. OFDM 방식에서채널을추정하는방법은단일반송파방식과마찬가지로 MMSE (minimum mean square error) 기준방법과 ZF (zero-forcing) 기준방법이있고, 또각각의방법에대해시변채널을추종하기위한적응기법이있다. 시변채널인 경우, 특히 OFDM 심볼의길이가길어도플러주파수편이의영향을받는경우, 도 플러주파수편이는주파수옵셋과동일한영향을미친다. 따라서인접채널간간섭 이발생하므로주파수옵셋추정기에서정확하게옵셋을추정할필요가있다. 광대 역전송을위한 OFDM 시스템의경우 OFDM 심볼의길이내에서는채널이시불변 이라고가정할수있으므로, 도플러효과의영향을주파수옵셋과동일하게처리하 여옵셋추정기에서보상하면된다. - 96 -
1) ZF 기준채널균등화기법기저대역에서본 OFDM 심볼구간내의신호가다음과같을때 각부반송파가전송되는 subchannel은협대역이므로채널의주파수응답이일정 한상수( 복소수) 라고볼수있다. 즉 k 번째부채널의주파수응답을 C k 라하면수 신신호와수신신호의 DFT 출력신호는다음과같다. 여기서 η (n), N k 는 AWGN 잡음과그 DFT 출력을나타낸다. A k 는 k 번째부채널을 통해전송되는데이터이므로위식은 < 그림 2-32> 와같이각부채널별로분리하여 나타낼수있으며, 각각의부채널은채널의임펄스응답이상수인단일반송파변 조시스템으로볼수있다. 따라서 ZF 기준의채널균등화기는잡음을무시하고채 널의역을구하는것이므로, 채널균등화용으로전송되는기준데이터를 D k, 수신 단의 DFT 출력을 R k, 균등화기의계수를따라할때 R k = C k D k 로부터 가된다. 기준심볼을이용하여일단균등화기의계수를추정한다음에는일반데 이터에대해 DFT 출력을채널균등화기계수와곱한다음양자화기(quantizer 또 는 slicer) 를거쳐전송데이터를검파한다. 데이터전송시에채널의시변(time-varying) 특성을추종하고자하는경우판정한 결과를전송신호로보고다음과같이 m 번째심볼에대해 LMS 알고리듬을신할 수있다. - 97 -
여기서 는계수갱신률 (step size) 을나타낸다. < 그림 2-32> 병렬 Gauss 채널로분리한 OFDM 전송채널 2) MMSE 기준채널균등화기법 MMSE 기준채널균등화기의계수는다음과같이잡음을고려한 MSE (mean square error) 가최소가되도록결정한다. 따라서균등화기의계수는 가된다. σ 2 n, σ 2 s 은각각 잡음이없으면 DFT 출력에서의잡음과전송신호의평균전력을나타낸다. ( 즉 σ 2 n=0) ZF 기준의계수와동일한값이됨을알수있다. ZF 기 준과마찬가지로판정궤환을이용하고 다음과같이생신된다. LMS 알고리듬을적용한균등화기의계수는 - 98 -
다. OFDM 변조방식의전송률 대역폭이 B이고채널잡음만존재하는 AWGN 채널의경우최대가능전송률을나 타내는채널용량은다음과같은 Shannon-Hartley 법칙으로부터구해진다. 한편다중경로가존재하는확산채널 널의진폭응답을포함한적분식으로나타낼수있다. (dispersive channel) 인경우채널용량은채 여기서 S s (f) 는해당주파수의전송신호전력을, S N (f) 은잡음의전력밀도함수를나타낸다. 위식으로부터채널용량이최대가되는전력의분포함수를구할수있는데, 전체전력이제한된경우다음과같이표시된다. 여기서상수 K o 는전체전력이 B S S (f)df=p s 을만족하도록정해지는값이다. 이식은 < 그림 2-33> 과같이채널특성의역과일정한값 K o 와의차에해당하는만 큼전송신호전력을할당하면채널용량에해당하는전송률을얻을수있음을의미 한다. 즉동일한전송전력일때채널의이득이낮은주파수대역 - 오류율이높은 대역 - 에비해채널의이득이높은대역 - 오류율이적은대역 - 에더많은전 력을할당함으로써전체적인오류율을낮출수있음을의미한다. 달리말하면시스 템의오류율은큰값에의해결정되므로, 오류율이높은대역에는전력을많이할 당해봐야그효과가크지않으므로, 대신에오류율이낮은대역에더많은전력을 할당하여확실하게보내는것이더이득이있음을의미한다. - 99 -
OFDM 은다수의반송파를동시에전송하므로각반송파마다전송전력을다르게할 수있다. 즉채널용량에근접한전송률을얻을수있게된다. OFDM 전송방식의경우확산채널에서전송률을증가시키는방법은부반송파의신 호전력을조절하는방법과, 변조레벨수를조절하는방법등두가지가있으며, 일 반적으로두방법을동시에적용하게된다. 즉채널의이득이큰부반송파대역에 더높은레벨의변조방식을적용하고, 변조레벨수의차이에의해발생하는오류율 의차이를할당전력의차이로보상하여전체부반송파의오류율이균등한분포를 유지하도록한다. < 그림 2-33> 확산채널에서의최적전송신호전력할당 라. OFDM 주파수옵셋영향 OFDM 은다수의부반송파가서로직교하는최소간격만큼떨어져분포하기때문 에, 송수신단사이의주파수옵셋이발생하면전체부반송파에모두인접부반송파 성분이유입되는채널간간섭이발생하여시스템의성능에큰영향을미치게된다. 주파수옵셋이 f offset 인경우각부반송파에유입되는인접부반송파의영향을 림 2-34> 에나타냈다. 이때수신단에서 DFT 이후검파된신호는다음식과같이 표시된다. < 그 - 100 -
< 그림 2-34> OFDM 전송방식의주파수옵셋의영향 여기서 I(k) 는 k번채부반송파성분에미치는인접채널간간섭을나타낸다. < 그림 2-35> 는부반송파간격에대해정규화된주파수옵셋 f e 에따라 DFT 출력 신호의신호대잡음비를그린것이다. 그림에서보면정규화된주파수옵셋이 0.05 정도까지 OFDM SNR 이주파수옵셋에따라급격하게감소하는것을볼수있다. 전송방식에서는이상과같은주파수옵셋의영향을감소시키기위해송신단 에서기준신호를전송하고수신단에서이기준신호을이용하여주파수옵셋을추정 하도록하는방식을주로이용한다. - 101 -
기준신호는전송하는방식으로는기준심볼을전송하는방법과지표반송파를전송 하는방식이있다. 기준심볼전송방식은신호전송을시작하기전에 OFDM 심볼 전체에특정한특성이있는기준신호를삽입하는방법으로, 주로빠른동기를필요 로하는시스템에서적용한다. 기준심볼은주파수동기외에심볼동기, 채널균등화용 으로도이용된다. < 그림 2-36> 은 IEEE 802.l1a 방식의무선 LAN에서적용하고있 는기준심볼의예를보인것이다. < 그림 2-35> 주파수옵셋에따른 SNR 변화 < 그림 2-36> IEEE 802.11a 무선 LAN의기준심볼 기준심볼방식이전송신호의맨앞에기준신호를보내는방식이라면, 전송방식은 OFDM 지표반송파 심볼의일정한부반송파에몇심볼간격으로또는매심볼마다 전송하는방식이다. 이방식은 < 그림 2-37> 의 (a) 와같이심볼마다지표반송파의 위치를바꿔서전송하는스위프 (sweep) 전송방식과, (b) 와같이고정된위치에전 송하는고정반송파전송방식이있다. 전자의방식은채널특성이시간에따라변 할때효율적이며, 후자의방식은채널의정밀도를높힐수있는장점이있다. 유럽 형디지털비디오방송의경우두방식을결합하여적용하고있다. - 102 -
OFDM 방식의경우단일반송파와같이시간동기에민감하지는않지만수신기에서 는보호구간을제거하고 DFT 의시작점을맞출필요가있다. 시간의지연은 DFT 출 력에서위상의회전으로나타나므로 지않는부분에맞춰지는경우 DFT 나타나채널균등화기에서보상할수있다. OFDM의경우보호구간에서채널응답이미치 출력은신호의왜곡없이성좌도의회전만으로 OFDM 과단일반송파변조방식은동기의민감도에있어시간및주파수동기가서 로뒤바뀐쌍대성을나타낸다. 즉 OFDM의주파수동기의영향은단일반송파변 조방식의심볼동기의영향과동일하며, OFDM에서심볼동기의영향은단일반송파 방식의주파수동기의영향과동일하다. (a) sweep 지표반송파전송 (b) 고정반송파전송 < 그림 2-37> 지표반송파전송방식 - 103 -
4. OFDM 신호의펄스정형 OFDM 심볼을구형파형태로그대로전송할경우 IDFT 출력은 1/T u 주기를가진 주기적인 sinc(x) = sin (x)/x 모양의스펙트럼을가진다. 한편 sinc 펄스는부엽 (sidelobe) 이크기때문에인접채널간간섭문제를발생시킨다. 또수신단에서잡음 을제거하기위해 BPF (bandpass filter) 를통과시키면대역의가장자리에위치하 는부반송파에실린정보의진폭이감소하는현상이발생한다. (< 그림 2-38> 참 조). 이와같은문제를해결하기위해 OFDM 방식에서는주파수영역에서스펙트럼 의양가장자리에데이터를싣지않고진폭이 0인부반송파를삽입하는가상부반 송파삽입방법( 엄밀하게는부반송파을제거하는방법) 과, 부반송파스펙트럼의모 양이인접채널간간섭을감소시킬수있도록시간영역에서 OFDM 심볼에창 (window) 을씌우는방법등두가지접근방법을채택하고있다. < 그림 2-38> OFDM 신호의펄스정형, (a) 필터링하기이전 IDFT 출력의 스펙트럼, (b) 송신단또는수신단에서 raised-cosine Nyquist 필터링을한경우 OFDM 신호의스펙트럼, (c) 가상부반송파를삽입한경우 IDFT 출력의스펙트럼 - 104 -
가. 가상부반송파 (virtual subcarrier) 삽입방법 ( 주파수영역방법) 가상부반송파삽입방법은 < 그림 2-38> (c) 와같이수신기에서스펙트럼의양가 장자리에위치한 p개의부반송파에해당하는 IDFT 입력을 0으로하여해당부반송 파의신호를아예전송하지않는방법이다. 각부반송파의스펙트럼이 sinc 펄스 모양을나타내지만부엽의최대진폭은 1/f 로감소하는특정을이용한것이다. 즉 부반송파간격 1/T u 의 6~8배이상에가상부반송파를삽입하고전송전에 LPF (lowpass filter) 를통과시키면인접채널간섭을허용치이하로낮출수있다. 가상부반송파를삽입하는또다른이유는송신기와수신기에서필터링을용이하게 하기위해서이다. 송신기에서는인접채널간섭을허용치이하로감소시키기위해 전송대역으로상향변조 (up-convert) 하기전에 LPF 를거친다. 또수신기에서는 대역의잡음을제거하기위해 BPF 또는기저대역에서 LPF 를거친다. 만일 OFDM 신호전송대역전체에부반송파를삽입하면이상적인 LPF ( 또는 BPF) 가필요하 게된다. 송수신필터는일반적으로롤오프 (roll-off) 율이 α (0<a<1) 인 RC (raised-cosine} 필터를이용하므로필터링이부반송파에영향을미치지않기위해 서는 < 그림 2-39> 과같이전체부반송파수 N에대해각각 개의가상부반송파를양가장자리에삽입해야한다. OFDM 신호의펄스정형을위해가상부반송파를삽입하는방법은 N이작은경우 인접채널간섭감소의효과가적고 overhead가커지기때문에주로 N이수십-수백 이상일때적용한다. < 그림 2-39> roll-off 율과가상부반송파수와의관계 - 105 -
나. OFDM 심볼성형 (windowing) 방법 ( 시간영역방법) 시간영역에서 OFDM 심볼을 Nyquist 펄스모양으로만들면 (windowing) 스펙트럼 을필요한대역이내로제한할수있다. 일반적으로송수신필터와마찬가지로시간 영역에서도 raised-cosine 펄스형태의창이이용된다. < 그림 2-40> 은구형파및 Nyquist 펄스에대한스펙트럼모양을비교한것이다. < 그림 2-40> 구형파및 Nyquist 펄스의스펙트럼 심볼성형기법은주로 DFT 포인트수 N 이수십이하보다작을때적용한다. < 그 림 2-41> 은 N이 16인 OFDM 변조방식에 windowing 기법을적용한무선 LAN 시 스템인 Magic WAND의예를보인것으로시간영역펄스의모양과비선형증폭기 입출력의스펙트럼을나타내고있다. 5. OFDM 신호의 PAR (peak-to-average power ratio) OFDM 무선통신시스템에적용하기좋은많은장점을가지고있는기술이지만, 피 크전력대평균전력의비 (peak-to-average power ratio, PAR) 가크다는단점이있 다. 이것은 OFDM 신호가많은수의독립된부반송파로구성되기때문이다. 일반적 으로 N 개의부반송파가같은위상을가지고더해질때, 평균전력의 N배크기의 피크전력을만들어낸다. 큰 PAR은전력증폭기와같은비선형소자를통해전송될 때심각한왜곡을일으킬수있다. 즉신호의주파수스펙트럼이확산 (spectral spreading) 되고대역내왜곡(in-band distortion) 등과같은현상이발생한다. - 106 -
증폭기의비선형성에의한문제는선형소자를사용하거나비선형증폭기의동작점 (operating point) 을백- 오프 (back-off) 시켜해결할수있다. 그러나이두방법은 모두증폭기의전력효율을감소시키는문제가있다. (a) 시간영역심볼의구조 (b) OFDM 신호의스펙트럼 < 그림 2-41> 시간영역심볼성형의예 (Magic WAND 시스템) - 107 -
증폭기의전력효율을감소시키지않고 OFDM 신호를직접처리하여 PAR을감소시 키기위해다른몇가지방법들이제안되었는데, 기본적으로세가지범주로나눌 수있다. 첫번째는신호를사전왜곡시키는방법이있다. 이기법은간단히피크값 을갖는신호부근을왜곡시킴으로써 PAR 을감소시킨다. 여기에속하는방법은클 리핑(clipping), 첨두치성형 (peak windowing), 그리고첨두치제거 (peak cancellation) 방법등이있다. 두번째는부호화기법을이용하는방법이다. 이것은 특별한에러정정부호를이용하여큰 PAR 을만드는심볼을회피하는방법이다. 세 번째는혼화(scrambling) 를이용하는방법이다. OFDM 심볼에각기다른혼화열 (scrambling sequence) 을적용한다음가장작은 PAR을보이는신호열을선택하 는방법이다. 그외에신호의 PAR을직접감소시키는대신증폭기의입력을사전 왜곡(predistortion) 시켜비선형응답을선형화시키는방법이있다. 가. 클리핑 (clipping) 방법 클리핑은간단한방법이면서, OFDM에서피크신호는아주가끔나타나므로 PAR을 줄이는데효율적인방법이될수있다. 그러나클리핑은비선형과정이므로심각한 대역내왜곡을일으켜시스템의 BER 성능을악화시킬수있으며, 대역의잡음을 증가시켜서대역효율을감소시킨다. 클리핑방법은 OFDM 신호의크기가일정한 레벨을넘지않는경우에는창(window) 함수를 1 로, 크기가레벨을넘는경우, 즉 클리핑이필요한경우 1보다작은직각의창함수를사용하여곱을한것으로볼 수있다. 따라서클리핑된 OFDM 신호의스펙트럼은입력신호의스펙트럼과앞서 말한창함수스펙트럼의콘볼루션(convolution) 으로나타난다. 대역의스펙트럼의 성질은두개의스펙트럼중더넓은대역을차지하는창함수에의해서결정된다. < 그림 2-42> 에부반송파를 QPSK 변조하고클리핑을이용한 OFDM의송신기의 예를나타내었다. - 108 -
< 그립 2-42> clipping을적용한 OFDM 송신기 QPSK 블록은압력데이터를복소심볼로대응시키고I IFFT 를사용하여변조한다. N 개의부반송파를사용하는경우복소 QPSK 심볼을다음과같이나타낸다. 복소 OFDM 신호의기저대역신호의위상은그대로유지하면서크기만어느레벨 이하로유지함으로써클리핑을실현할수있다. 하지만이경우에는나눗셈기와같 은하드웨어가추가로필요하게되어실제구현에는부적합할수있다. 그래서대 역통과신호를클리핑하는방법을사용한다. 반송파주파수를표본화주파수의 1/4 로하면 클리핑후의신호 z n 은다음과같이나타낼수있다. 여기서 A 는클리핑레벨이다. - 109 -
나. 사전왜곡 (predistortion) 기법 사전왜곡기법은비선형증폭기특성의선형화를통하여시스템의성능을향상시키 는방법이다 < 그림 2-43> 에사전왜곡기를적용한비선형증폭기부분의블록도를 나타내었다. < 그림 2-43> 사전왜곡기를적용한비선형증폭기 j (t) x(t) = ρ(t)e θ 를비선형증폭기를통과하기전의신호라고가정하면, 비선형증폭기를지나온 z(t) 는 x(t) 의비선형응답이될것이다. 이러한왜곡을없애기위하여, 즉 z(t) 가 x(t) 의선형응답이되도록만드는처리기를비선형증폭기앞에삽입한다. 이처리기의응답을 라고하면, 비선형증포기의출력은 로나타낼수있다. 증폭기의출력을정규화했을때선형특성을가지기위해서는 x(t) = z(t) 가성립해야한다. 즉, 그러므로사전왜곡기 T[.] 는아래와같은식을만족하면된다. - 110 -
이러한사전왜곡방법을비선형소자특성의역함수를분석적으로구하기때문에 분석적사전왜곡이라고한다. 다. 블록부호화 (block coding) 기법 이절에서는 4개의부반송파를갖는 OFDM 변조된신호에대해블록부호화를이 용한 PAR 감소기법의예를들어본다. 부반송파의수를 N, 각부반송파를변조하 는데이터를 d n, n번째부반송파의주파수를 f N 이라하면 OFDM 변조된신호는다음 과같다. 여기서 φ n 은초기위상을나타낸다. 이때신호의포락선전력 (envelope power) p(t) 는아래와같이정의된다. 각부반송파의전력을 1W 로정규화했다고가정하면, 최대포락선전력 (peak envelope power, PEP) 은각부반송파의위상이모두일치할때 N 2 W 가된다. 심 볼구간내에서 변조한다고가정할때 PEP는반송파에실리는데이터 d n 과관계있다. 부반송파를 BPSK 4 개의데이터비트 {d 1, d 2, d 3, d 4 } 의가능한모든조합에 대해 OFDM 신호의 PEP 를 < 표 2-1> 에나타냈다. < 표 2-1> OFDM 신호의최대포락선전력 - 111 -
이표로부터 4개의워드는 PEP가 16.00 이고, 다른 4개의워드는 9.45가되는것을 알수있다. 이 8개의워드를사용하지않으면결과적으로 PAR를감소시킬수있 다. 즉, 3비트의신호를 4비트에대응시키고I PEP를크게하는워드를사용하지않 음으로써 PAR 을감소시킨다. 앞에서블록코딩을하지않은경우, 즉 4비트를데이 터로사용한경우 PER은 6.02 db 이지만, 블록코딩을사용한경우 PER은 2.48 db 로감소한다. 이감소치는증폭기의효율을증가시키며, 또한 PEP 한계치내에서 3.54 db 만큼의평균전송전력을증가시킨다. 블록코딩을이용한 PER의감소방법은동일한데이터전송률에서사용되는대역폭 의증가에의한대가로얻어지므로대역효율이감소하고, 또한전송비트당에너지 가감소하는단점이있다. 제 4 절확산대역통신 확산대역통신의개념은 Shannon의채널용량에관한식으로부터쉽게이해할수 있다. 즉전송신호의전력이 σ 2 s이고잡음의전력이 σ 2 n일때, B Hz대역폭을통해 전송할수있는최대정보량은다음식과같이주어진다. 이로부터전송신호의전력을작게해도대역폭을크게하면동일한정보량을전송 할수있다. 즉이원리에의해잡음전력보다도작은전송전력으로통신이가능하 게된다. 확산대역기술은비화성이강하고, 전파방해에강한특징때문에 2차대전말에 처음으로군용통신시스템용으로개발되었다. 1960년대이후에는비동기로다중 접속이가능하다는점에서위성간의통신방식에도이용하고있으며, 무선 LAN 등에서도사용하고있다. 이동통신및 - 112 -
일반적으로확산대역시스템은다음과같은조건을만족한다. 1) 전송신호의스펙트럼은정보신호가차지하는최소대역폭에비해훨씬넓은대 역을차지한다. 2) 확산은부호신호 (code signal) 라고부르는확산신호 (spreading signal) 에의해 이루어지며, 부호신호는전송하고자하는데이터와는아무관련이없다. 3) 수신기에서는송신기에서대역확산에이용했던것과동일한동기시킨확산신호 와상관을취해본래의정보신호를복원하기위한역확산 (despreading) 을한다. 여기서중요한점은조건 2) 의확산신호가정보신호와관련이없다는점으로, 주 파수변조(FM) 나펄스부호변조 (PCM) 등의대역을확산시키는표준변조방식과 구별되게한다. 일반적인확산대역방식은두번째수행되는변조과정으로, 확산대역시스템은 < 그 림 2-44> 와같이먼저정보신호를변조한다음대역을확산변조하여전송한다. 수 신기에서는송신기와역의과정으로먼저대역을역확산시킨후복조를수행한다. 확산대역통신시스템은스펙트럼을확산시키는방법에따라직접도약 (direct sequence: DS) 방식, 주파수도약 (frequency hopping: FH) 방식, 시간도약 (time hopping) 방식, 첩변조 (chirp modulation) 방식등 4가지로분류할수있 다. 이절에서는이 4가지방식중에서무선 LAN 및이동통신시스템에주로사용 하는직접도약방식과주파수도약방식의원리및특정과두방식의차이점에대 해살펴보기로한다. < 그림 2-44> 확산대역통신구조 - 113 -
1. 확산대역의개념 앞의 < 그림 2-44> 와같이일반적안확산대역시스템은변조후에대역을확산하지 만, 기저대역에서변조하지않은비트열을확산한후변조해도동일한신호를얻는 다. 이절에서는먼저확산하는것으로가정한다. 시간 mt-(m+1)t 사이에전송되 는정보비트를 b m (b m ±1) 이라하고, 이기간동안곱해지는확산신호를 림 2-45> 참조). 라가청하면확산된신호는다음과같이나타낼수있다 (< 그 여기서이상적인확산신호는다음과같아두가지성질을만족하는의사랜덤수열 로이루어진다. 즉평균은 0 이고자기상관은펄스인특성을가진다. 여기서확산부호의각각의 C n 을칩(chip) 이라부르며, 한칩구간의역수 NIT를칩률(chip rate) 이라한다. 백색가우스잡음채널을가정할때수신신호는다음과같이나타낼수있다. 여기서 W m,n 은백색가우스잡음 (AWGN: additive white Gaussian noise) 으로 간동안의평균전력을 σ 2 w 이라하면, W m,n 의전력은 σ 2 w/n이된다. < 그림 2-45> 와같은최적의상관수신기를가정할때상관기의출력 y m 는다음과같다. T 구 - 114 -
즉상관기출력의평균은 b m 이고잡음의전력도닮으로확산하지않은경우와동일 하다. 따라서대역확산은 AWGN 채널에서는시스템성능을향상시키지않는다. 그 러나대역확산은간섭신호, 다중경로신호또는다른확산대역신호에의한간섭 등의환경에서강력한성능을발휘한다. 서는송신기의확산신호와동기시킬필요가있다. 한편수신기에서상관기를적용하기위해 < 그림 2-45> 기저대역확산대역시스템의송수신기모델 가. 간섭억제 일정한크기의간섭신호가동일채널에유입되는경우비확산시스템의경우판정한신호의평균에일정크기의간섭신호가유입된다. 그러나확산시스템에서는그영향을억제할수있다. 확산대역시스템에서수신신호를 라놓으면, 상관수신기의출력은다음과같다. - 115 -
만일간섭신호가 I 라면상관수신기의출력은 가되어역확산과정에서간섭은제거된다. 이에반해비확산시스템인경우모든 n에대해 C n = 1 에해당하므로상관수신기의출력은 가되어평균신호는간섭신호가 I 더해져나타난다. 따라서간섭신호의크기가클때시스템의성능에큰영향을미친다. 확산대역시스템은역확산과정에서확산부호와상관성이존재하는신호만상관기를통해걸러진다. 일반적인간섭신호는확산부호와는관련이없으므로간섭억제능력은확산부호의특성에의해크게좌우된다. 나. 다중경로영향완화 다중경로의영향을살펴보기위해간단한 한다. 즉채널의충격응답이다음과같은경우 2중경로채널에대해예를들어보기로 여기서 T c 는칩구간을나타내며,0<l<N이라가정한다. 이와같은채널을통과했을때 m번째정보비트구간에서수신신호는다음과같다. 따라서상관수신기의출력은 이상적인확산부호의특성을만족한다면상관기의출력은다음과같이된다. - 116 -
즉역확산에의해다중경로의영향은제거된다. 비확산시스템인경우모든 n에대 해 C n = 1 에해당하므로상관수신기의출력은 가되어인접심볼간에간섭 (intersymbol interference: ISI) 이발생한다. 따라서비 확산시스템의경우다중경로현상에의한심볼간간섭을제거하기위해채널균 등화기와같은추가적인처리가필요하다. 다. 다중접속 K 명의사용자가동시에동일대역을사용할때다른사용자에의한간섭의영향을 살펴보기로한다. k 번째사용자에게할당된확산신호 ( 또는확산부호) 를 c (k) n 라할 때, K 명에게할당된확산부호는다음과같이이상적인특성을갖는것으로가정한 다. 위식은동기된자신의부호이외의부호와의상관성이없음을의미한다. K명의사용자가동시에신호를전송하고, 각사용자의확산부호가서로동기되어있다고가정할때수신신호는다음과같이나타낼수있다. - 117 -
k=1 인신호에대한상관기의출력은 여기서우변제 2 항을다중사용자간섭 (multiuser interference) 이라고한다. 확산 부호의상호상관 (cross-correlation) 다중사용자간섭의영향이제거되어나타난다. 관계에의해상관기의출력은다음식과같이 이로부터확산대역시스템에적당한확산부호를할당하면시분할다중접속 (time division multiple access: TDMA) 이나주파수분할다중접속 (time division multiple access: FDMA) 과같이다중접속통신에이용할수있다. 이와같은확산대역방 식을부호분할다중접속 (code division multiple access: CDMA) 시스템이라고하 는데, 실제사용자간의확산부호를모두동기시키기가어렵고, 확산부호의상호상관 등의성질이이상적이지못하므로다중사용자간섭신호가상관기출력에유입되며, 이러한간섭신호가 CDMA 방식의사용자용량을제한하는결정적인요인이된다. 라. 처리이득 (processing gain) 확산대역방식은기본적으로대역을확산시키는비율에의해간섭및다중경로간섭등의제거능력이결정된다. 이를정량적으로나타내는변수로처리이득을정의한다. 일반적으로확산대역방식의처리이득 G p 는대역확산比로정의한다. 즉 - 118 -
여기서 B s 는대역확산이전정보신호의대역폭을, B ss 는대역환산이후전송신호 의대역폭을나타낸다. 처리이득의다른정의는수신기에서역확산전후의신호대 잡음비 (signal-to-noise ratio: SNR) 比로나타내는방법이있다. 즉 여기서 S 1 /N 1 과 S 2 /N 2 는각각역확산이전및역확산이후선호의 SNR을나타낸 다. 다음소절에서설명할직접수열확산방식의경우두정의는일치한다. 처리이득 이커지면전송에필요한대역은더넓어지지만간섭에대한견실성은커진다. 보 통확산대역방식의처리이득은 호의대역폭을 10~30 db 10-1000 배정도로확산시킨다. 정도로본래의정보신호에비해전송신 2. 직접수열확산방식 (direct-sequence spread spectrum: DSSS) 전송하고자하는정보신호를정보변조에의해 고, AM, FM, FSK, PSK 등으로변조하 그신호에확산부호를직접곱하여점유주파수대역을광대역으로확산하는 방식을직접수열확산 ( 또는직접확산) 변조라고한다 (< 그림 2-46> 참조). 앞서설명한확산대역방식의특정은 DSSS 방식을기준으로하였다. 즉앞의 < 그 림 2-45> 와같이전송비트열 ( 또는전송비트열에의해변조한신호) 에비트주 기에비해훨씬작은칩주기를갖는확산부호를곱하여대역을확산시킨다. 정보 비트 b m 에의해변조된신호를 b m (t) 라하면직접확산된 m 번째비트에해당하는 전송신호는다음과같이나타낼수있다. 여기서는확산신호를나타내고I PT c,(t) 는칩펄스를나타내는함수이다. DSSS 방식의경우처리이득은비트구간과칩구간의비인 N= T b /T c 이며, 처리이득만큼대역이확산된다. - 119 -
< 그림 2-46> DSSS 변조방식의시스템 3. 주파수도약확산방식 (frequency hopping spread spectrum: FHSS) DSSS 방식은전송대역폭을확산시켜전송하는방식으로시스템의간섭제거능력 은처리이득에의해결정된다. 처리이득을크게하기위해서는칩구간을작게하 여더긴확산부호를사용해야한다. 그러나확산부호가길어질수록시스템의클록 주파수가증가하고, 상관수신에필요한필터의차수가증가하여시스템이복잡해 지기때문에처리이득을크게하는데한계가있다. 이와같은 DSSS 방식의단점 을극복하여스펙트럼을더광범위하게확산시킴으로써간섭제거능력을크게향상 시킬수있는다른방식으로 FHSS FHSS 방식이있다. 방식은정보변조된신호를일정시간간격마다일정한패턴으로반송파주파 수를변화시켜전송하는변조방식이다. DSSS 방식과마찬가지로정보비트 b m 이 정보변조된신호를 b m (t) 라할때송신신호는다음식과같이나타낼수있다. DSSS 방식이확산부호와정보신호를곱해서전송하는것과달리, FHSS 방식에서 는확산부호가주파수 f m 을변화시키는도약주파수만을결정하므로주파수도약 패턴이라고한다. 이패턴은반드시의사랜덤신호와같은특성을나타낼필요는 없다. < 그림 2-47> 은두방식의스펙트럼을비교한것으로, DSSS 방식은확산된 전송대역이시간에따라변하지않지만, FHSS 방식은일정기간동안전체전송대 역폭중에서일정부분만점유하게된다. 따라서관계없는수신기에대해서 FHSS 신호는지속성이짧은임펄스노이즈로인식된다.< 그림 2-48> 은 FHSS 방식의주 파수도약패턴의예를보인것이다. 이그림에서와같이일정주파수 f m 이머물 러있는시간을주저시간 (dwell time) 또는도약시간 (hop duration) 이라고한다. 주저시간이비트구간보다길면저속도약 (slow frequency hopping: SFH) 이라고 하며, 주저시간이비트구간보다짧으면고속도약 (fast FH: FFH) 라고한다. 고속 도약방식의경우각도약에정보비트구간보다짧은펄스를이용하므로정보신호 의대역폭이넓어진채도약을한다. 즉 DS와 FH 방식이결합된것으로볼수있 다. 2.4 GHz대역 FH 방식무선 LAN의경우저속 FH 방식을사용하고있다. - 120 -
FH 방식의경우정보비트의변조방식은 PSK 또는 FSK 방식모두사용할수있지 만, 일반적으로무선통신시스템인경우 M-FSK 방식 (FHjMFSK) 을주로사용한 다. 이것은검파시주파수만검출하면되므로수신기가간단해지기때문이다. 또이 동채널에서발생할수있는빠른위상변화에도검파시영향을받지않는다. < 그림 2-49> 는 FH/MFSK 방식시스템의송신기와수신기의구조를나타낸것이다. < 그림 2-47> DSSS 방식과 FHSS 방식의전송대역 < 그림 2-48> SFH 및 FSH 방식의주파수도약패턴의예 < 그림 2-49> FH/MFSK 시스템의구조, (a) 송신기 (b) 수신기 - 121 -
4. DS 방식과 FH 방식의비교 직접수열및주파수도약확산방식은공통적으로다음과같은특징을가진다. 여러사용자를적절히스펙트럼을공유함으로다중접속이가능하다. 다중접속시다른사용자신호에의한간섭에의해서만접속이제한되므로다중접 속제어가용이하다. 원래의정보대역폭에비해넓은전송대역폭사용한다. 낮은전력스펙트럼밀도또는반송주파수의변화에의해신호의은닉성및보 안성이뛰어나다. 다른사용자의고의적인전파간섭에대해강하다. 다중경로현상에의해발생하는지연확산이심볼의길이에비해짧은경우심볼 간간섭의영향을크게받지않는다. 이외에일반적인 DSSS 및 FHSS 두방식의장단점을 < 표 2-2> 에비교하였다. < 표 2-2> DSSS 및 FHSS 방식비교 방식 DSSS FHSS 장점 단점 잡음과재밍(jamming) 에대해 방지성능이우수하다. 가로채기가어렵다. 다중경로영향에대해강력한 견실성을가진다. 상대적으로작은위상왜곡과 함께큰대역폭채널을필요로 한다. 긴 PN 부호때문에포착시간이 길다 원근문제가존재한다. 방대하게넓은확산이가능하다. 칩률이상당히낮기때문에 상대적으로포착시간이짧다. DSSS에존재하는원근문제가 없다. 로밍속도가매우빠르다. 홉(hop) 을생성하기위한복잡한 주파수합성기가필요하다. 에러보정이필요하다. - 122 -
무선 LAN의경우 DSSS 방식은일반적인젤환경에서의 CDMA 방식과달리 1개의 확산부호만을사용한다. 예를들어최대 2.2 Mbps를지원하는 IEEE 802.11 규격 의경우 11-칩 Barker 부호 1 개만을사용한다. 이것은 2.4 GHz 대역이비허가대 역으로다른여러가지시스템이공존하여간섭신호가많기때문이다. 반면에 FHSS 방식의경우도약패턴이여러개존재하여, 두방식의일반적인장단점이 다르게나타난다. 무선 LAN 의경우두방식의장단점을 < 표 2-3> 에간단히비교 하였다 ( 본서 4 장의규격분석편참조). < 표 2-3> 무선 LAN의 DSSS 및 FHSS 방식비교 DSSS (1. 2 Mbpa) DSSS (5.5, 11 Mbpa) FHSS Collocation 3 3 ~15 Coverage 매우양호양호양호 Near/far problem 존재존재없음 Multipath sensitivity 민감매우민감둔감 Max. rate 2 Mbps 11 Mbps 3 Mbps Throughput 1.8 Mbps 5.8 Mbps 2.1 Mbps Roaming 느림느림매우빠름 Implementation cost 고비용고비용저비용 Robustness to noise 강함강함약함 제 5 절채널부호화기법 채널부호화란잡음, 페이딩, 간섭신호등으로인해전송신호를왜곡시키는채널에 서시스템의성능을높이기위해적용하는신호변환 (signal transformation) 기법 의한종류이다. 일반적으로채널부호화의목적은신호에중복성을더함으로써비 트오율을감소시키거나필요한비트전력대잡음비를줄이는데에있다. 이러한채 널부호를실제설계할때에는부호율, 비트오율, 하드웨어의복잡도등을고려하여 야한다. - 123 -
채널부호는크게블록부호와길쌈부호로나눌수있다. 블록부호는대개의경우구조가간단한선형블록부호를주로사용한다. 이절에서는오류정정부호중에서대표적인선형블록부호및길쌈부호, 큰오류정정능력을가지는연접부호의특성과복호기의구조등에대해살펴본다. 또일반적인오류정정부호는아니지만부호기의성능을크게향상시키는인터리버에관해서도살펴본다. 1. 선형블록부호 (linear block code) 가. 선형블록부호의성질 신호원이이진심볼 0, 1 의수열(sequence) 이라고가정할때, 블록부호에서는이 수열이일정한길이의 ' 메시지블록' 으로나누어진다. 각블록을 u라하고그길이 를 k라하면, 부호기는일정한법칙에따라이를길이가 n인이진수열 (binary sequence) - 이들을부호어 (codeword 또는 codevector) 라한다 - 로바꾸며, 부 호어는메시지 u와일대일대응관계가있다. 길이가 n이고부호어의개수가 2 k 인 블록부호에서, 2 k 개의부호어들이 n 차원벡터공간에서 k 차원벡터부공간 (subspace) 을이룰때, 이러한블록부호를선형 (n, k) 부호라고한다. 따라서선형 (n, k) 부호내의임의의부호어 v는선형적으로독립인 k개의부호어 (g 0.g 1,, g k-j ) 의선형조합으로나타낼수있으며, 이러한부호어를각열로하는 k n 행렬 을이부호의생성행렬 (generator matrix) G 라한다. 임의의 k개의독립인행을갖는k n 행렬 G 에대해, 다음두가지의성질을만족 하는 n-k 개의선형독립 (linearly independent) 인행들로구성되는 (n-k) n 행렬 H가존재하며, 이러한행렬 H를패리티검사행렬 (parity check matrix) 라한다. i) G 의행공간(row space) 의임의의벡터는 H의각행들과서로직교한다. ii) H의각행들과서로직교하는임의의벡터는 G의행공간상에존재한다. - 124 -
(n, k) 선형부호는이러한패리티검사행렬에의해유일하게결정된다. 부호 C의 패리티검사행렬 H 를생성행렬로하는부호 C d 를부호 C 의 dual code 라한다. 한편각부호어를정보디지트 (information digit) 부분과추가되는검사 (checking) 부분으로나눌수있을때, 이러한부호를조직 (systematic) 선형블록 부호라한다. 나. 선형블록부호의복호 수신된벡터 r 은전송된벡터 v 에전송오류 e 가더해진형태로표시할수있다. 수신된벡터가일때 r, s=rㆍh T 를그수신벡터의신드롬(syndrome) 이라하며, 선형블록부호의복호는이를통해이루어진다. 즉수신벡터의신드롬을구하면 와같이신드롬은오류패턴 e 에만관계가있으므로오류패턴 e 를구할수있다. 그러나 2 k 개의에러패턴이같은신드롬을나타내므로위의식은유일한해를갖지 않는다. 실제복호기는이 2 k 개의에러패턴중가장그럴듯한 (most probable) 오 류패턴을찾아이를전송오류로판단한다. 즉복호기는수신된신호와해밍거리 (Hamming distance) 가가장작은부호어를선택한다. 된다. 해밍거리 d(v, w) 는 두벡터 v, w에서서로다른성분의개수이며, 이는삼각부등식을만족하는메트 릭함수이다. 어떤부호 C의성능은다음식과같이정의되는최소해밍거리 d min 에의해좌우된다. - 125 -
오류비트의수가 d min -1 이하인임의의오류패턴은 C의부호어가아니므로검출 가능하며, 따라서최소거리가 d min 인선형블록부호의오류검출능력은 d min -1 이된다. C의부호어중애서웨이트(weigh샤가인 i 것들의개수를 A i 하면, A 1, A 2,.A n 을 C의웨이트분포 (weight distribution) 라고하며, 이로부터 C가이진대칭 채널 (binary symmetric channel: BSC) 에서오류검출만을위해사용될때, 오류 검출실패확률은다음식과같이표현된다. (7,4) 해밍부호는 p=0.01 인경우 7x10-6 정도의오류검출실패확률을나타낸다. 한편부호 C는 t= [(d min -1)/2] 이하의웨이트를갖는모든오류패턴을정정할수 있으며, 부호가 BSC에서오류정정만을위해사용될때복호오류가일어날확률 P(E) 는다음식과같은상한(upper bound) 을갖는다. 어떤부호가웨이트 a 이하의모든오류를정정하고웨이트 b 이하의모든오 TDMA: 류를검출하기위해서는 (a< b), 그부호의최소거리는 a+b+1 이상이어야 한다. 선형블록부호의복호과정은 < 그림 2-50> 과같은표준배열을통하여쉽게이해 할수있다. 그림에서첫줄은 2 k 개의부호벡터들로구성되어있다 ( 가장왼쪽것은 0 벡터이다). 이제나머지 2 n -2 k 개의 n-tuple 중에서하나(e 2 ) 를고르고이들과첫 줄의각벡터를합하여두번째줄에쓴다. 마찬가지로이제까지발생하지않은 n-tuple 중에서하나(e 3 ) 를고르고이들과첫줄의각벡터를합하여세번째줄에 쓴다. 이와같은식으로모든 2 n 개의 n-tuple 들이다. 포함되도록배열을구성한다. 이러한배열을선형부호 C의표준배열이라한다. 이때같은열의임의의두벡터 의합은 C의부호벡터가되며, 같은열의어떤두벡터도같지않다. 또한각벡터 는오직하나의행에서반드시존재한다. 각 2 n-k 행틀을 C의 coset 이라하며, 그중 첫번째성분 e 를 j coset leader 라한다. 한 coset 내의 2 k 개의 n-tuple들은같은 신드롬을가지며, 서로다른 coset 들은서로다른신드롬을갖는다. 오류패턴이 coset leader 인경우에만정확한복호가행해지므로, 모든 (n, k) 선형블록부호는 2 n-k 개의오류패턴을정정할수있게된다. - 126 -
< 그림 2-50> 선형블록부호의복호를위한표준배열 따라서복호오류확률을줄이기위해서는가장일어날확률이높은오류패턴들 ( 웨이트가최소인것들) 을 coset leader 로선택해야한다. 이러한복호방법을최소 거리복호(minimum distance decoding) 또는 ML (maximum likelihood) 복호라 고한다. 실제로웨이트가 t= [ (d min - 1) /2 ] 이하인모든 n-tuple들은표준어 레이의 coset leader 로사용될수있다. a 를 i 웨이트가인 t coset leader들의갯수 라하면, BSC 에서의복호오류확률은다음식과같다. 테이블룩업을통한복호과정 3 단계의과정을통해이루어진다. ( 테이블룩업복호또는신드롬복호) 은다음과같이 - 127 -
i) 신드롬을계산한다 : s = r H T ii) 계산한신드롬과같은신드롬을갖는 coset leader e 를 j 찾는다. iii) v = r + e j 이방법은 n-k가큰경우실제구현이어렵지만, 복호테이블은진리표처럼생각하 여논리회로로구현할수있다.< 그림 2-51> 은 (7,4) 해밍부호의복호기를논리 회로로구현한예이다. < 그림 2-51> (7.4) 해밍부호의복호기회로 (n, k) 선형부호 C의웨이트계산자 (enumerator) 를다음과같이정의할때 비검출오류확률 P u (E) 은다음과같다. - 128 -
이식에서 B(z) 는부호 C의 dual code C d 의웨이트계산자이며, 아래의 Mac Williams 등식을통하여나타낼수있다. 이들간의관계는 다. 해밍부호 (Hamming code) 해밍부호는처음으로개발된선형블록부호로변형된해밍부호와함께디지털시 스템에서가장널리사용되고있다. 3 보다큰정수 m에대해다음과같은파라미 터를갖는선형블록부호가존재하며이를해망부호라한다. 부호길이 : n = 2 m -1 정보심볼의심볼의개수 : k = 2 m -m-1 패리티검사심볼의개수 : n-k = m 오류정정능력 : t = 1 (d min = 3) 해밍부호의 systematic 형태의생성행렬과패리티검사행렬은다음과같이항동 행렬부분과나머지부분으로표현할수있다. 이때 H의각열은 0이아닌서로다른벡터이므로어떤두열의벡터합도 0이될 수는없고, 세벡터의합이 0 이되도록할수있다. 따라서해밍부호의최소거리 는 3 이다. 웨이트 1 인 n개의 n-tuple은모두 coset leader 이며, 그이상의웨이 트를갖는 coset leader 는없으므로(perfect code), 해밍부호는오직하나의오류 만정확하게정정한다. shortened 해밍부호는해밍부호의응용예로서패리티검사행렬 H의임의의 l 개의열을제거하여새로운패리티검사행렬 H 를구성할수있으며, 다음과같은 파라미터를갖는다. - 129 -
부호길이 : 정보심볼의심볼의개수 : 패리티검사심볼의개수 : n = 2 m -l-1 k = 2 m -I-m-1 n-k = m 오류정정능력 : d min 3 2. 길쌈부호 (convolutional code) 가. 길쌈부호의성질 길쌈부호는현재의출력이현재입력신호뿐만아니라이전의압력신호에도영향 을받는특징을가지고있어서블록부호와구별된다. n 개의출력이현재의 k 개입 력과이전 m개의입력의함수로나타내어지는콘볼루션부호체계를 (n, k, m) 으 로표현한다. 콘볼루션부호는 Viterbi가제안한 ML (maximum likelihood) 복호화 기법과결합하여폭넓게사용하고있다. (n, k, m) 콘볼루션부호기는내부적으로 k 개의시프트레지스터를가지고있는시퀀셜회로로설계할수있다. i 번째시프트 레지스터의길이를 K 라 i 할때부호기의메모라차수 m은 max{k i : 1 i k} 로정 의한다. 부호기에입력된각정보비트들은 m+1 시간단위동안부호기내에머물게 되므로최대구속길이 n A 三 n( m+1) 만큼출력비트에영향을준다. 콘볼루션부호의부호율 (code rate) R 은다음과같이정의한다. 일반적인콘볼루션부호의압출력관계는생성다항식을원소로하는전달함수행 렬 (transfer function matrix) 을써서표현할수있다. (n,k,m) 콘볼루션부호는입 력 k, 출력 n 인시스템으로볼수있으므로전달함수행렬 G(D) 는다음과같이나 타낼수있다. - 130 -
(j) 여기서 g i (D) 는번째 i 시프트레지스터로들어오는입력과번째 j 출력단으로나오는출력을연관시키는생성다항식으로, v (j) (j) i (D) = u i (D)g i (D) 와같은관계가성립한다. 여기서, u i (D) 는입력수열을다항식으로표시한것으로, (j) 이며, v i (D) 는입력수열 u i (D) 에의한번째 j 출력단의결과로서다음과같다 : D는지연연산자로해석할수있으며, D의지수는수열의초기비트에대하여지연되는시간단위를의미한다. 아래의식은생성행렬로콘볼루션부호의입출력을나타낸것이다. 최종적으로다중화를거친출력 V(D) 는다음과같이주어진다. 유한한수의채널오류에의해무한히많은수의복호오류가발생할가능성이있 는부호를 catastrophic 부호라하며, 이와같은일이발생하지않도록콘볼루션부 호를설계하여야한다. 콘볼루션부호기는시퀀셜회로이므로그동작을상태도 (state diagram) 로표현할 수있다. 부호기의상태는부호기의메모리, 즉시프트레지스터의내용이된다. - 131 -
콘볼루션부호의성능은복호알고리듬과부호간의거리성질에의해결정된다. 콘 볼루션부호의가장중요한거리측도 (distance measure) 는최소자유거리 (minimum free distance) d free 로, 두부호어간의최소거리로정의한다. v' 와 v" 는각각입력수열 u, u" 에의한출력이다. < 그림 2-52> 는 (2,1,3) 콘벌루 션부호기의상태도의예를보인것이며, 상태도를사용하여 d free 를계산하는알고 리듬이알려져있다. < 그림 2-52> (2,1,3) 콘벌루션부호기의상태도 나. ML (maximim likelihood) 복호 길쌈부호를위한 ML 복호방법은 Viterbi 알고리듬으로알려져있으며, < 그림 2-53> 과같은격자도 (trellis diagram) 를통해쉽게이해할수있다. 그림의부호 는정보열의길이가 렬은다음과같다. 5 인경우( L = 5) (3,1,2) 부호의격자도이며, 그전달함수행 - 132 -
류가신호열에서균일하게분포할때최적의성능을발휘하기때문이다. 군집오류 가발생하는원인은크게두가지로구분할수있다. 먼저전송채널중에발생하는 것으로송수산시스템이이동할때발생하는고속페이딩등이임펄스성잡음의형 태로나타난다. Viterbi 두번째는길쌈부호를오류정정부호로사용하는경우수신기에서 복호기등을사용하여복호화할때오류가발생하면복호신호열전체에대 해오류가발생한다. 송신기에서인터리빙을하는경우수신기에서는본래의신호열을복구하기위한디 인터리빙(deinterleaving) 을한다. 인터리버는미리정해진방법으로신호열의순서 를재배열하고, 디인터리버는원래의순서를복원하기위해서역배열하는기능을 한다. 인터리빙은재배열방법에따라주기적인방법과불규칙적인방법이있다. 대 부분의경우주기적안인터리버가구조가간단하기때문에많이쓰이는데, 군집오류특성의변화가심한경우에는불규칙인터리버를사용한다. 채널의 < 그림 2-55> 인터리버의기능 가. 주기적인인터리버 주기적인인터리버란인터리빙하는순서가시간의주기함수인경우를말한다. 이에 는주로블록인터리버 (block interleaver) 와길쌈인터리버 (convolutional interleaver) 두가지가주로사용된다. 블록인터리버는심볼들을블록단위로받 아서각각의블록마다같은순열(permutation) 을하는것이고, 길쌈인터리버는고 정된블록구조는아니지만반무한한 열을수행하는것이다. 과비슷하다. (semi-infinite) 심볼열에수열에주기적인순 이두인터리버의차이점은블록부호와길쌈부호의차이점 - 133 -
1) 블록인터리버 (block interleaver) 전형적인블록인터리버의동작은부호화된심볼들을 N 개의열과 B 개의행으로이 루어진행렬에열단위로쓴후, 행단위로읽어전송한다. 이와같은인터리버를 (B, N) 블록인터리버라한다. 디인터리버의동작은인터리버의역과정이다. 즉심볼들을행단위로쓴후열단 위로읽는다. 블록인터리버는다음과같은특성을가진다. 길이가 b( B) 인군집오류는적어도 N 심볼만큼분리된 1 개의오류가된다. 길이가 b= rb (r> 1) 인군집오류는 N- r 분리된 r 사길이의군집오류가된 다( 단 r 는 7 보다크지않은정수). B 심볼간격의주기적인하나의오류는길이가 N 인군집오류가된다. 채널지연을제외하고인터리버와디인터리버에의한전체지연은 2NB이고필요 한메모리는인터리버, 디인터리버에각각 NB이다. 일반적으로 B의값은예상되는군집오류의길이 b보다커야한다. 블록부호인경 우 N은부호의블록길이보다커야하고, 길쌈부호인경우 N은복호기의속박길이 (decoding constraint length) 보다커야만길이 b( B) 인군집오류가각블록부호 어내에 1 개이내의오류로분산된다. 블록인터리버를사용할때는블록부호를사용할때발생하는것과같은동기문제 가발생한다. 인터리버블록의시작을모르는경우디인터리버가제대로동작할수 없기때문이다. 인터리버/ 디인터리버의동기는표준프레임동기기법을주로사용한 다. 이경우에인터리버에서주기적으로동기부호가삽입되어디인터리버에서프레 임동기를포착하도록한다. 이과정에서약 1-2 % 의부가(overhead) 심볼이추가 된다. 부가심볼을사용하지않는다른방법으로는부호화된특정심볼을동기부호 어로대치한후복호기에서지우는방법이있는데, 이경우에는이심볼들사이의 간격을충분히두어서성능의저하를방지하여야한다. - 134 -
2) 길쌈인터리버 (convolutional interleaver) 길쌈인터리버와디인터리버의구조는 < 그림 2-56> 와같다. N=MB라고정의하면 그림과같은구조의인터리버는 (B, N) 인터리버라고할수있으며, (B, N) 블록 인터리버와유사한특성을지닌다. 부호화된심볼들은길이가증가하는, B개의레 지스터(register) 로이루어진뱅크로입력되고, 새로운심볼이들어올때마다전환기 (commutator) 는새로운레지스터와접속하여, 새로운심볼이입력됨과동시에그 레지스터에이미있던심볼은채널로출력된다. 이때입출력전환기는서로일치하 도록동작해야한다. 디인터리버의동작은인터리버의역과정이며, 올바른디인터리 빙을위해서는디인터리버의전환기와인터리버의전환기가서로일치해야한다. 실제적인인터리버의구현은시프트레지스터보다는 RAM (random access memory) 을이용한다. 길쌈인터리버는다음과같은특성을가지고있다. 인터리버입력에서 N 심볼이내로떨어진두심볼은인터리버출력에서는최소 B 심볼만큼떨어진다. 길이 b(<b) 인군집오류는디인터리버출력에서적어도 N심볼이상분리된다. N+1 심볼간격의주기적인 1개의오류들은디인터리버출력에서길이 B인군집 오류가된다. 인터리버및디인터리버에의한총지연은 N(B-1) 심볼이고, 필요한메모리는인 터리버와디인터리버에서각각 N(B-1)/2 이므로블록인터리버/ 디인터리버의절반 이다. - 135 -
< 그림 2-56> 길쌈인터리버와디인터리버의구조 파라미터 B와 N 의값은블록인터리버와비슷한방법으로결정한다. B는군집오류 의길이보다커야하고, N은블록부호인경우블록의길이보다커야하고길쌈부호 인경우복호기의속박길이보다커야한다. 블록인터리버에비해서길쌈인터리버는지연시간이 1/2인장점이외에동기의용 이성을들수있다. 이것은길쌈인터리버의경우동기가 B 단위로이루어지지만 블록인터리버의경우에는 NB 이기때문이다. 동기방법은기존의프레임동기기법 이있지만 Viterbi 가제안한간단한방법이있다. 즉 < 그림 2-56> 에서와같이주기 가 B인동기신호열이인터리빙하기전에부호화된심볼에모듈로-2로더해지고 디인터리버에서추출된다. 이신호열은인터리버와디인터리버의전환기와동기되 어있다. 동기가맞지않으면심볼로부터제대로제거되지않기때문에복호기입 력에서의오율이 0.5 가되어쉽게동기가맞지않는다는것을알수있다. - 136 -
나. 의사랜덤 (pseudo-random) 인터리버 의사랜덤인터리버는 L개의심볼을한개의블록으로읽어들여불규칙하게재배열 하는블록인터리버이다. 이것은 L개의심볼을 RAM 에순차적으로쓴다음, ROM(read-only memory) 에저장되어있는번지대로 RAM 을불규칙하게읽는다. 이방법은비록블록인터리버나길쌈인터리버보다복잡하지만채널의군집오류 특성이자주변하는경우에도매우안정하게동작하는특성이있다. 만약각각의 인터리버블록마다같은순열(permutation) 올적용하면성능을저하시키는간섭패 턴이발생할수있으므로순열형태를자주바꿔야한다. 따라서 ROM에 M개의순 열을저장한후각인터리버블록마다불규칙하게한개의순열을선택한다. 이때 M은시스템의성능에맞도록선택하는데일반적으로 10-1000 의값을가진다. < 그림 2-57> 은전형적인의사랜덤인터리버의블록도이다. 심볼을순차적으로인 터리버의메모리에저장한후한개의블록이모두차면 ROM에저장되어있는불 규칙순열값에따라읽어낸다. 이때실제로는두개의 RAM을사용하여하나를읽 는동안다른하나에쓰는방법으로연속적으로동작하도록한다. 인터리버는확산신호열을발생하는 PN(pseudo-random) 시프트레지스터와심볼 카운터를동기시킨다. 일단동기가되면블록의경계가결정되고, 그때의 PN 레지 스터의값으로다음블록의순열을결정한다. 디인터리버의구조는 < 그림 2-57> 의인터리버의구조와동일하다. 디인터리버는 인터리버의역순열을수행한다. 즉인터리버에서심볼블록을불규칙하게메모리로 부터읽으면디인터리버에서는같은순열로메모리애써넣는다. 일단 PN 신호열이 동기되면인터리버블록경계와이용하는순열은 되므로자동적으로동기된다. PN 신호열레지스터에의해결정 - 137 -
< 그림 2-57> 의사랜덤인터리버동작의흐름도 제 6 절혼화기법 (scrambling) 혼화(scrambling) 란중복성야있는데이터를추가적으로삽입하는것이아니라, 심 볼의표본화순간을정확하게복구할수있도록 DC 의균형을이루도록하거나, 1 또는 0 이오랫동안연속되는것을제거하는선부호화 (line coding) 의일종이다. 또데이터를암호화(encryption) 하여비화성을유지하가위하여혼화기법을적용하 기도한다. 전송하고자하는비트열이 1 또는 0이계속되는경우무선주파수대역에서간섭과 혼신(crosstalk) 이발생하며, 수신기에서타이밍복원이나적응채널균등화가어렵 게된다. 이와같은문제를해결하기위한방법이혼화기법으로입력데이타를불 규칙(random) 하게만들어데이터상호간에상관성이없도록확률특성을백색화 (whitening) 한다. 혼화기법에는자기동기 (self-synchronizing) 방법과프레임동기 (frame- synchronized) 방법의두가지로분류할수있다. 두방법모두 < 그림 2-58> 과같 이통일한레지스터길이에서가장주기가긴의사랜덤수열 (pseudorandom sequence) 을발생시키는궤환시킨최장시프트레지스터 (maximum-length shift register) 를이용한다. n-비트시프트레지스터에의해발생한수열의주기는최대 2 n -1 이된다. - 138 -
< 그림 2-58> 궤환최장시프트레지스터구조 < 그림 2-58> 구조의시프트레지스터에서 로정의하는랩계수 {h n } 의모듈로-2 D변환 h(d) 를이시프트레지스터에의해 발생하는수열의 n차생성다항식 (generator polynomial of degree n) 이라고한 다. 생성다항식은업력신호의 D변환 X(D) 와 h(d)x(d) = 0 의관계가있다. 즉 시간영역에서 또는 의관계가있으므로, 결정할수있다. 생성다항식이주어지면시프트레지스터의구조를유일하게 - 139 -
1. 프레임동기혼화기 (frame-synchronized scrambler) 프레임동기혼화기는암호용혼화기 (cryptographic scrambler) 라고도하며, 혼화 기와역혼화기는 < 그림 2-59> 와같은구조로이루어진다. 송신기의혼화기에서는 전송하고자하는비트열과시프트레지스터의출력을모듈로-2 전송하고, 합연산을해서 수신기의역혼화기에서는혼화기와동일한연산을하여혼화이전의비 트열을복구한다. 즉혼화기의출력은이이므로, 역혼화기에서는 로전송비트열을복원할수있다. 혼화기의출력은결국 +1 또는 -1 형태로전송되므로, 입력과시프트레지스터의 출력비트열을 ±1 을갖는양극성(antipodal) 신호라고가정하면, 혼화기의모듈로 -2 연산은곱셈후 -1 을곱한연산으로변환할수있다. 즉주파수영역에서혼화 기의출력은입력신호열의스펙트럼과시스트레지스터출력의스펙트럼의콘볼루 션으로표현할수있다. 그런데시프트레지스터의출력은주기함수이므로표본화 간격을 T s 라하면주파수영역에서 1/(2 n -1)T s 를주기로반복적인스펙트럼이나타 난다. 이간격은입력신호 b k 의대역폭에비해매우좁으므로, 콘볼루션된출력의 스펙트럼은거의백색(white) 으로나타나게된다. 프레임동기혼화기라는이름은혼화기와역혼화기출력의비트열즉프레임이서 로동기가맞아야한다는데서비롯되었으며, 야한다. 추가적인프레임동기기법을적용해 이방식의단점은입력비트열이주기적일때, 혼화기의출력이입력비트열의주 기와시프트레지스터출력주기의최소공배수를주기로하는신호열이된다는점 이다. 따라서시프트레지스터출력의주기를 2, 3, 7, 31,... 등소수로정하면혼 화기출력의주기를가능한크게할수있다. 입력비트열의주기가시프트레지스 터출력의주기의정수배가되는경우, 혼화기출력은최소공배수이하의주기를 갖게되어더큰문제가될수있지만, 시프트레지스터출력의주기가충분히크 면그발생확률은무시할정도로작아진다. - 140 -
< 그림 2-59> 프레임동기혼화기와역혼화기의구조 2. 자기동기혼화기 (self-synchronized scrambler) 自己 통기혼화기는프레임동기혼화기의단점인프레임동기의필요성을제거한 것으로, < 그림 2-60> 과같은구조를갖는다. 그림에서보면혼화기의출력 C k 는 또한혼화기와역혼화기에서사용하는동일한시프트레지스터의입력이된다. 또 혼화기와역혼화기에서동시에시프트레지스터의출력와혼화기의출력을모듈로 -2 합산을한다. 따라서혼화기와역혼화기의입력및시프트레지스터의입력은 각각동일하므로특별한동기를필요로하지않는다. 시프트레지스터의발생함수를 h(d) 라하면, < 그림 2-60> 의혼화기출력은 이므로I D- 변환을해서혼화기출력을얻을수있다. - 141 -
이식으로부터혼화기의출력은업력비트열을발생함수로나눈것임을알수있으 며, 역혼화기에서는반대로발생함수를곱해본래의비트열을복원할수있다. 즉 혼화기는전달함수가 1/h(D) 인 all-pole 필터로볼수있고, 역혼화기는전달함수 가 h(d) 인 all-zero 필터로볼수있다. all-pole 필터의출력은令입력출력 (zero-input solution) 과영상태출력 다. (zero-state solution) 의합으로이루어져있 영입력출력은프레임동기혼화기에서사용하던시프트레지스터만의출력 을의미하므로, 결국혼화기의출력은시프트레지스터의출력과입력비트열을 all-pole 필터의출력과의합( 모듈로-2 연산) 으로이루어져있다. 따라서자기동기 혼화기는입력을불규칙화(randomize) 하는기능을하게한다. 자기동기역혼화기는혼화기와동기시킬필요는없지만, 전송중에오류가발생한 비트가역혼화기에입력되는경우오류가다시시프트레지스터에입력되므로연속 적인오류가발생하는오류전파현상이발생하는단점이있다. 또입력비트열이 주기척일때프레임동기혼화기에비해더큰문제를발생시킨다. 즉시프트레지 스터의초기상태에따라 2 -n 의확률로입력과동일한주기를가진출력을발생시킬 수있다. 이경우입력의주기가작으면큰문제가된다. 입력주기와시프트레지 스터출력주기의최소공배수를주기로하는혼화기의출력은 (1-2 -n ) 의확률로발 생한다. < 그림 2-60> 自己동기혼화기와역혼화기의구조 - 142 -
제 3 장무선 LAN을위한다중접속기술 매체를통해신호가방송되는형태의통신망에서는다수의사용자들이하나의전송 매체를공유하는것이일반적이다. 전송매체에접속된한사용자에의해전송된 신호는그매체에접속된모든사용자에게전달될수있으므로궁극적으로는목적 지노드에신호가전달된다. 이와같이다수의사용자들이동일한전송매체를공 유하여상호간의통신이수행되는형태를다중접속통신 (multiple access communication) 이라고한다. 이때두개이상의터미널이동일한매체를통해동 시에전송을하게되면그신호가매체상에서충돌이발생하여서로에게간섭을야 기하므로정상적인통신을할수없는것이다중접속통신에서고려해야할측면 이다. 무선 LAN의경우에도특정영역에속한여러터미널들이통일한대역의무 선매체를공유하여통신을수행하므로전형적인다중접속통신에해당한다. 다중접속통신에서는언제나두개이상의터미널이동시에신호를전송하여충돌 이발생할가능성이있으므로, 이와같은현상으로인한대역낭비와네트워크상의 전송효율성의저하를최소화하기위해특정프로토콜을고안해야한다. 이와같은 프로토콜을매체접근제어 (medium access control: MAC) 프로토콜이라고하며, 두개이상의터미널이매체를공유할때이들간의채널접속을상호제어하여터 미널간의채널공유가원활히이루어질수있도록중재하는역할을수행하게된다. MAC 프로토콜은일반적으로각터미널별로고정적으로채널을할당하는방식과 다수의터미널이동적으로채널을공유하는방식으로크게구분된다. 전자를고정 매체접근제어 (static MAC) 방식이라고하고, 후자를동적매체접근제어 (dynamic MAC) 방식이라고부른다. - 143 -
정적매체접근제어방식의경우에는각터미널별로채널을고정적으로할당하기때 문에매체공유로인한충돌이발생하지않으며, 채널을제공하기위해매체를분할하므로채널화 각터미널에고정적으로할당될 (chnnelization) 방식이라고부르 는것이일반적이다. 일반적인채널화방식은크게 FDMA, TDMA, 그리고 CDMA 방식으로구분된다. 이와같은채널화는주로물리계층에의해규정되며, 터미널단 위로고정적으로채널을할당하기때문에별도의복잡한 하지않는다. MAC 프로토콜이필요로 채널화에서고려해야할또다른측면은양방향통신이이루어지기 위해상향( 上向 ) 과하향( 下向 ) 채널을제공하기위한이중화(duplexing) 방식이다. 이중화방식은상하향채널에대해서별도의주파수를할당하여양방향통신이동 시에수행될수있도록하는주파수분할식이중화 (frequency division duplexing: FDD) 와, 하나의주파수채널을이용하여상향과하향이시분할에의해순차적으로 사용함으로써양방향통신이가능한시분할식이중화 (time division duplexing: TDD) 로구분할수있다. 한편동적매체접근제어방식은패킷단위로매체를동적으로공유하는방식으로 서, 메시지의발생이동시다발적인(bursty) 특성을갖는트래픽을지원할때적합 하다. 이경우모든터미널들이채널을동적으로공유해야하기때문에발생할수 있는충돌을회피하거나또는그가능성을최소화할수있도록프로토콜을설계해 야한다. 일반적으로매체접근제어프로토콜이라고하면여기서정적매체접근제 어또는채널화의개념과대별되는동적매체접근제어방식을지칭하는것이다. 따 라서다음에서는이를간단히매체접근제어방식이라고지칭하고자하며, 를채널화방식과명확히구분하여사용하였다. 이용어 매체접근제어방식은크게랜덤접속 (random access) 방식과스케줄링 (scheduling) 방식으로다시세분화할수있다. 스케쥴링방식은데이터전송시에 일정한순서를지정함으로써어떠한충돌도발생하지않도록하는비경쟁방식이 다. 한편랜덤접속방식은특별한스케쥴링절차에따른제어를받지않고사용자 의데이터가발생하면즉시전송을시도하고, 충돌이발생할경우에는각터미널이 정해진규칙에따라재전송을시도하는방식으로서경쟁방식에해당한다. 여기서 개념적으로명확히이해해야할부분은동적 MAC 프로토콜은 FDMA, TDMA 또는 CDMA 등의채널화방식에의해구성된채널상에서구현되며, 따라서프로토콜은 이와같은채널을다수의사용자들이 ' 어떻게' 공유할것인가를관장하는기능을수 행한다는것이다. 즉어떠한형태의동적 MAC 프로토콜을사용한다하더라도물리 계층에서하부적으로특정형태의채널화가이루어져야한다. 예를들어본서의 4 장에서살펴볼표준규격의무선 LAN인 HIPERLAN/2에서는 TDMA 방식에와해구 성된프레임단위의시분할슬롯에대해예약방식의동적 MAC 프로토콜을적용하 여동적대역할당을수행하게된다. 한편 4장에서살펴볼또다른표준규격인 IEEE 802.11의경우에는 동적 MAC 프로토콜을구현하고있다. FDMA로분할된단일채널을이용하여충돌회피방식의 - 144 -
채널공유형태를경쟁방식과비경쟁방식으로크게구분할경우고정 MAC의채 널화방식은넓은의미로볼때비경쟁방식으로분류할수있으며, 동적매체접근 제어방식에서는스케쥴링방식과랜덤접속방식이각각경쟁방식과비경쟁방식 에해당한다. 따라서동적매체접근제어방식을분류할때는크게경쟁방식과비 경쟁방식으로구분하고자한다. 그러나채널화방식중에서 CDMA의경우에는사 용자신호간의비동기화와다중경로페이딩등으로인해사용자간의간섭이성능 과용량을제한할수있기때문에경쟁방식과비경쟁방식의속성을모두가지고 있다고볼수도있다. 따라서다중접속방식의분류는무엇을기준으로어떻게보 느냐에따라여러가지방향이있을수있으나, 본서에서는무선접속기술을크 게다중접속을위한채널화방식과동적채널할당을고려한매체접근제어방식으 로분류하여살펴본다. 제 1 절채널화방식 1. 채널이중화방식 이중화는下向파上向으로의양방향전송이이루어지기위해채널을구성하는방법 으로서, 크게주파수분할이중화(FDD) 와시분할이중화(TDD) 방식으로구분된다. FDD 에서는두개의다른주파수대역을이용하여상향과하향전송이동시에수행 된다. 반면 TDD에서는상향과하향전송이서로다른시분할슬롯에서이루어진 다. 이들두가지방식이요구하는대역폭은매우유사하나, FDD의경우에는상향 과하향채널에각각할당되는대역의중간에보호대역 (guard band) 이라는최소 한의대역폭이추가로요구된다. 한편 TDD의경우에는하나의주파수대역을이용 하므로보호대역이필요하지않다. - 145 -
요구대역폭에맞는주파수를할당하기위해현재사용되지않는하나의주파수대 역을찾는것이두개의주파수대역을찾는것보다용이하다는점이 TDD 방식의 장점이다. 또한 TDD 방식은상향과하향전송에필요한대역을동적으로변경할 수있기때문에상향과하향간의트래픽양이비대칭적인멀티미디어응용서비스 에효율적이다. 요구형비디오 (video on demand: VOD) 와같은서비스가전형적 인비대칭형멀티미디어서비스로서, 한방향은제어정보를전송하고다른방향으 로실제비디오를전송하게된다. 이와같은비대칭형서비스는음성호( 呼 ) 와같이 양방향의트래픽이유사한대칭형서비스와구분이된다. 웹브라우징과같은인터 넷트래픽도전형적인비대칭서비스로서, 양을차지하는경우이다. 하향링크의트래픽이절대적으로많은 IEEE 802.11과 HIPERLAN/2 규격의무선 LAN은모두 TDD 방식을채택하고있는 것이특정이다. 이와같이 TDD 방식이도입된이유는앞에서언급한상하향링크 상에서전송되는트래픽의비대칭성을고려한것이다. 2 채널화에따른다중접속방식 가. 주파수분할다중접속 (FDMA) FDMA 방식은주어진주파수스펙트럼을여러개의대역으로나누어서여러사용 자가개별적으로주어진주파수대역을다른사용자와겹치지않게할당받아전송 하는방식이다. 한개의반송파가한개의채널을담당하므로 SCPC (single channel per carrier) 라고도하는데, 여러개의송신기가할당받은자기자신의주 파수대역에신호를실어서하나의혹은여러개의수신자에게송신하는방식을일 컫는다. 주파수분할방식은다중접속기술중가장먼저제안되어사용되어온 기술로서, 이는 FDMA가기술적으로매우단순하여시스템구현이비교적용이하기 때문이다. 특히각채널은해당통과대역을갖는필터에의해구현이되므로하드 웨어가매우단순해지며, TDMA 또는 CDMA 방식과는달리어떠한형태의동기화 가불필요한것이장점이다. - 146 -
한편 FDMA 시스템의용량은반송주파수의안정도에상당부분의존하게된다. 데 이터전송률을 R b (bit/see), 변조단계를 M (bit/symbol), 그리고로울오프율 (roll-off factor) 를 α라고할때채널당대역폭 W cb 는다음과같이주어진다. 위식에서 δ는반송주파수의불안정도를나타내며, 기존의 2 GHz 대역이하의이 동통신시스템에서는대개의경우 10-6 전후의수준을요구하고있다. 따라서 2δf c 는반송주파수의불안정도에따라발생할수있는주파수편이로인접대역간에 간섭을막기위해필요한보호대역에해당한다. 사용가능대역폭이 B Hz로주어 지면, 시스템용량 ( 사용가능대역폭에의해제공될수있는총채널의수) 은 N ch =B/W ch 가된다. 데이터전송률이낮아지거나또는변조단계가높아질경우위식 의첫번째항의값이작아져용량을증가시킬수있다. 한편반송파의주파수대 역이높은경우두번째항의값이커지기때문에반송주파수의불안정도로인하 여시스템용량이감소하게된다. FDMA 위해서는매우높은주파수안정도가필요하다. 이외에도 시스템에서주파수효율성을향상시키기 FDMA 방식은다음과같은추가적인문제점을안고있다. 반송파의수가증가함에따라상호변조간섭 짐 (intermodulation interference) 이커 가변전송률을구현하기위해서는다수의송수신모델을필요로하므로구현이 어려움 높은채널선택도(channel selectivity) 를보장하기위해서고품질(high Q-value) 의송수신필터가요구됨 상하향채널의특성이달라각채널의수신기에서모두채널을추정해야하므로 구현이복잡해짐 - 147 -
나. 시분할다중접속 (TDMA) TDMA 방식은하나의반송파를여러사용자가공유하여사용하면서시간축을여 러개의시분할슬롯(slot) 으로나누어서여러사용자가각각의슬롯을할당받아 사용하는방식이다. 송신측에서는여러사용자에게보낼신호를각각의슬롯에알 맞게배정하여전송하고수신측에서는자기에할당된시간슬롯부분에대해서만 동작하여신호를수신하게된다. 사용하는주파수대역폭에따라광대역 TDMA와 협대역 TDMA 로나눌수있다. 광대역접속방식은심볼구간이상대적으로채널의 지연확산(delay spread) 시간에비해작아져인접심볼간간섭 (intersymbol interference: ISI) 의영향을크게받는다. 따라서 ISI 문제를해결하기위해채널등 화기를사용해야한다. 그러나최근에는광대역무선 LAN에서 OFDM 방식의다중 반송파변조가채택됨에따라 ( 본서의 2 장참조) ISI 에따른문제가완화되고, 따라 서복잡한채널등화기에의존하지않고도수십 있는방안을제시하고있다. TDMA Mbps의고속전송률을실현할수 시스템에서는다수개의시분할슬롯으로구성되는프레임단위로슬롯할 당을수행한다. 1개의프레임이 N ch 개의슬롯으로구성되고프레임의길이는 T 초이 f 며, 정보전송률이 R b (bit/sec) 라고하자. 입력되는정보열은먼저초단위로블록 화되고, 각블록의길이는 R b T f 비트가된다. 이데이터블록은 T f /N ch 초동안에전 송되므로, TDMA 신호의전송률은정보출력속도보다 N ch 배빨라야한다. 한편 실제 TDMA 시스템에서는매슬롯마다 15~25% 의추가비트가필요하므로, 프레임 효율성을 F eff 라고하면실제로필요한전송률은 N ch R b F eff 가되어야한다. 1) TDMA 시스템에서의보호구간 (guard time) 상향링크의경우각단말은각프레임에서할당된슬릇을사용하여전송을하며, 각단말은인접슬롯간에간섭이발생하지않도록할당된슬롯시간에정확하게동 기시켜전송해야한다. 한편여러단말이동시에신호를전송할경우각각의단말 에대해전송경로상에서발생하는지연시간이다르므로각슬롯간의충돌이발생 할수있는데, 이를방지하기위한방법으로슬롯사이에보호구간 (guard time) 을 두거나측량(ranging) 가술을적용한다. 셀의반경과전파속도를각각 R과 c라고 하면필요한보호구간의최소길이는상향과하향에서발생할수있는전달지연 시간을모두고려해야하므로 2R/c가된다. 그러나전송속도가높아질수록이와 같은보호구간의길이가슬롯길이에비해상대적으로길어지기때문에대역비효 율성이커진다. 따라서광대역전송시스템의경우측량기술이필수적이다. 그러나 FDD 방식의시스템에서는이와같은문제를고려하지않아도된다. - 148 -
2) 복조및동기화요구사항 TDMA 시스템에서는각버스트(burst) 에서반송파의위상동기, 심볼타이밍동기, 그리고슬롯타이밍동기를위한일련의동작을수행해야한다. 전통적으로사용하 였던방식은매버스트에서데이터부앞부분에위치하는프리앰블 (preamble) 에이 와같은동기화작업에필요한 CRSW (carrier phase synchronization word), STSW (symbol timing synchronization word), SLSW (slot timing synchronization word) 등의고유의훈련심볼열을삽입하고, 수신기에서는이훈련심볼열을이용 하여반송파, 심볼타이밍, 슬롯타이밍등의동기화작업을순차적으로수행한다. 복조이전에이와같이순차적인동기화작업을수행하기위해서는많은훈련심볼 들이필요하므로대역효율성이감소하게된다. 대역효율저하의문제점을해결하 기위한새로운접근방법은블록복조화를수행하는것으로, 이방식에서는수신 된신호를우선 A/D (analog-to-digital) 변환을통해메모리에저장한후모든동 기화를 SLSW 만을사용하여수행하는것이다. 이경우프리엠블에서 CRSW과 STSW 의필요성이없어지므로대역효율성을향상시킬수있다. 블록복조방법은 현재소자및신호처리기술의발전으로 잡도문제가점차줄어감에따라 TDMA AID 을향상시키기위한접근방법으로널리채택되고있다. 변환기와메모리등의하드웨어의복 시스템에서프레임효율성과동기화성능 - 149 -
프레임동기와슬롯동기를위해수신기에서는 SLSW와수신신호와의상관값을 취하면 SLSW 가위치하는지점에서상관값이최대가된다. 프레임동기의경우에는 임계값검출기를이용하여거짓검출 칙하게발생하는것을부분적으로막고, (false detection) 에의해최대상관값이불규 한편으로초기포착절차시에여러번의 연속적인동기확인후에또는여러번의연속적인동기손실확인후에초기포착 성공또는실패를결정한다. 다중경로페이딩환경에서는대략동조 (coarse tuning) 와미세동조(fine tuning) 회로의두단계를거쳐서동기화를수행하게된 다. 대략동조단계에서는일정한범위내에서 ( 즉 T f ±nt s 이내) 최대상관값이연 속적으로출현하는것을확인하게되며, 미세동조단계에서는대략동조단계에서 검출된프레임타이밍을중심으로지연시간의윤곽 용된페이딩보상기법에따라 (delay profile) 을얻어내고적 ( 예를들어첫번째경로에맞추거나또는가장강한 경로에맞춤) 가장최적의프레임타이밍을검출한다. 한편슬롯동기화시에는매 슬롯에존재하는 SLSW를수신신호와상관값을취했을때최대상관값발생위치 가 SLSW 의위치와일치한다. 프레임동기화와마찬가지로여러번의연속적인동 기확인후에동기성공을선언하거나또는여러번의연속적인동기손실을확인 한후에동기손실을선언함으로써검출오류(miss-detection) 및거짓검출 (false-detection) 확률을줄일수있다. 다. 부호분할다중접속 (CDMA) CDMA 방식에서는각사용자신호를고유의확산부호에의해광대역으로확산시 킨후모든사용자신호들을동일한주파수대역을통해전송하며, 신호대간섭비 를요구수준이상으로유지할수있는한도내에서여러사용자신호를통시에전 송해도충돌없이각사용자신호를수신할수있다. 따라서 CDMA 방식은동일한 대역을사용하여다수사용자신호를동시에전송할수있으나, 서비스에서요구하 는품질이신호대간섭비에의해제한되는특성을가지고있다. 대역시스템이동작하기위해서는정확한확산부호동기가필요하다. 이와같은확산 - 150 -
CDMA 방식은광대역확산을통해심볼간간섭에대응할수있기때문에채널등 화기가불필요하며, 간섭제한적인 (interference-limited) 환경에서 TDMA와 FDMA 보다용량이높은것이장점이다. 또음성통신의경우음성활성감지에따라가 변 전송률의데이터전송하여간섭을완화시킬수있고, 결과적으로용량을더증가 시킬수있다. TDMA 면, CDMA 방식에서는채널부호화에따라대역효율성이감소하는반 방식에서는채널부호화를적용하더라도추가대역요구사항이발생하 지않으므로부호화율이매우낮은채널부호를사용할수있으며 화률 1/3 의길쌈부호) 이에따라전력효율성을향상시킬수있다. 다음에서는 CDMA ( 예를들면부호 시스템에서의이론적인용량과이를결정하는시스템설계요소 들을살펴보고, 이에따른시스템구현상의한계점을고찰한다. 1) CDMA 시스템의용량, 처리이득및전력제어의한계 셀의반경을 R, 동일한주파수를사용하는셀간의이격거리를 D라고하면, 주파수 재사용도 (frequency reuse factor) K는다음과같이주어진다. CDMA 시스템에서는모든셀이동일한주파수채널을사용하므로 ( 즉 D=2R), 주파 수재사용도는위식에의해 K= 1.33 이된다. 셀룰러시스템에서전체가용채널 수를 M이라고할때, 각셀당채널의수는 m= M/K= M/1.33 이된다. 그러나 CDMA 시스템의경우전체가용채널수 M을알수없으며, 이를구하기위해서는 신호대간섭비 C/I를계산해야한다. 완벽한전력제어를가정하여셀내의 M개의 모든채널에서수신되는전력이동일하고인접셀로부터발생하는총간섭전력을 I a 라고하면신호대간섭비는다음과같다. 이식으로부터젤내의사용자수는다음과같다. 만일인접채널로부터의간섭이없다고가정하면( 즉 I a =0), 위식은다음과같이각 셀당실현가능한최대용량(pole capacity) 이된다. - 151 -
한편확산대역폭과데이터전송률을각각 W ( Hz), R b (bit/sec) 라고하면, 신호대 간섭비 (carrier-to-interference ratio: CIR) 는다음과같이주어진다. 따라서최대용량은 E b /l o 에반비례하고, 처리이득(processing gain) W/R b 에비례한 다. 예를들어 IS-95B 규격의 CDMA 시스템의경우 E b /l 0 =7 db및 W/R b =128 이 므로위식으로부터최대용량은 146 채널이된다. 한편 CDMA 시스템의용량이 TDMA 시스템보다높기위해서는처리이득이충분히 커야한다. 따라서 CDMA 시스템에서의확산대역폭은데이터전송률이증가할수 록광대역화하고, 이에따른매우높은칩률(chip rate) 을제공할수있어야하므로 R b =2 Mbps 이상의전송속도에서는현재의하드웨어처리속도를감안할때한계 가있음을예상할수있다. CDMA 시스템에서는사용자의원근문제(near-far problem) 에따라용량감소가 발생하므로이에대응하여매우빠른전력제어가필요하다. 그러나이동통신환경 의경우빠른페이딩환경때문에폐로(closed loop) 제어방식을이용하여완벽한 전력제어를수행하기는어렵다. 제 2 절매체접근제어프로토콜 통신서비스를연결지향성에따라회선방식(circuit mode) 과패킷방식 (packet mode) 으로구분할때, 이를기준으로한서비스트래픽의교환형태에따라다른 형태의다중접속방식을구현해야한다. 앞에서언급한바와같이물리계층의채 널화에의해채널이구성되면, 그채널은터미널의트래픽특성에따라고정적으로 할당될수도있고동적으로할당될수있다. 예를들어음성과같이연결지향성의 서비스는회선방식을기반으로한고정할당방식으로구현하고, 비연결성의데이 터서비스는랜덤접속과같은비동기적인방식을기반으로하는패킷방식으로구 3 하는것이전통적인접근방법이다. - 152 -
회선방식은사용자의호( 呼 ) 가진행되는동안에지속적으로채널의일부를고정적 으로할당하는방식으로주로음성및회선데이터등의연결지향성서비스 (connection-oriented service) 를지원한다. 연결지향성서비스는트래픽발생률 이고정적이고실시간전송요구특성을나타낸다. 한편패킷방식은각사용자의 트래픽을패킷단위로채널에접속시키는형태로, 군집(burst) 형태의트래픽환경 에서다수의사용자가채널을함께공유할때통계적다중화이득이크다는특징 이있다. 패킷방식은기본적으로앞에서언급한 FDMA, TDMA, CDMA 등의채널 화방식을통해구성된논리적채널을전제로하지만, 이와같은기본적인접속방 식과관계없이실제접속을제어하는프로토콜에따라크게비경쟁기반방식과경 쟁기반방식으로구분할수있다. 이와같은관점에서다중접속방식을분류및 요약하면 < 그림 3-1> 과같다. < 그림 3-1> 채널화방식및매체접근제어프로토콜의분류 - 153 -
1. 비경쟁기반매체접근제어프로토콜 비경쟁기반방식은사용자사이의전송순서를스케쥴링하여두사용자이상이동 시에매체에접속하는것을회피하는방식이다. 이방식은사용자의호가진행되는 동안지속적으로채널의전부또는일부를고정적으로할당하는고정할당 (fixed assignment) 요구할당 방식과사용자가전송할정보가있을때만동적으로채널을할당하는 (demand assignment) 방식으로크게구분할수있다. 고정할당방식은연결지향적안서비스에대해호접속부터호해제시까지패킷 방식의매체접근제어를통해채널을고정적으로할당함으로써지연시간에대한 품질을보장할수있다. 그러나일반적으로가변적인데이터발생률과비실시간전 송요구특성을갖는비연결성서비스에대해서는고정할당방식이비효율적이다. 요구할당방식은폴링(polling) 또는 token passing 등을통해경쟁없이공정하게 자원을공유할수있으며, IEEE 802.4, 802.5 계열의유선 LAN 등에서일반적으로 사용된다. 2. 경쟁기반매체접근제어프로토콜 경쟁기반방식은모든사용자들이동시에통일한매체를통해전송이가능한형태 로서, 두사용자이상이동시에전송할경우충돌이발생할수있는방식이다. 즉 한사용자만이전송하게되면성공적인데이터전송이가능하지만, 두사용자이상 이전송하게될경우에는해당사용자간의충돌해소 (collision resolution) 규칙에 따라재전송을시도해야한다. 경쟁기반방식은이와같은임의적인매체접근에 의해특징지어지므로일반적으로랜덤접속 다. (random access) 방식이라고지칭한 - 154 -
경쟁기반방식은크게반복형랜덤접속 (repeated random access) 방식과예약 형랜덤접속 (random access with reservation) 방식으로구분된다. 반복형랜덤 접속방식은각사용자가매패킷마다독립적으로임의로전송하는반면, 예약형 랜덤접속방식에서는각사용자의버퍼에대기하고있는패킷중에서첫번째패 킷만을랜덤접속방식으로경쟁시키고, 일단그패킷이접속에성공하면버퍼에 있는나머지패킷들은상향링크의전부또는일부를예약받아경쟁없이전송한 다. 일반적으로반복형랜덤접속방식의경우낮은트래픽부하에서는지연시간이 짧지만, 트래픽이증가함에따라지연시간이매우길어지는특성을가지고있다. 따 라서이방식을통해서는일정한데이터전송률을보장할수없기때문에일반적으 로트래픽발생률이적은비연결성데이터서비스에적합하다. 반면예약형랜덤 접속방식의경우어느정도의트래픽부하까지는기본적으로예약을위한지연시 간이필요하지만, 트래픽증가에따른지연의증가는반복형랜덤접속방식에비 해덜심각하다. 가. 반복형랜덤접속방식 각터미널이동시다발적인트래픽발생특성을가짐에따라비주기적으로채널을 요구하는상황에서는고정할당방식이비효율적이다. 반복형랜덤접속방식은각 터미널에서트래픽이발생한경우에만동적으로자원을할당하는방식이다. 그러나 각터미널의패킷전송이독립적으로이루어지기때문에패킷의충돌이발생할수 있으므로, 이를회피하거나또는충돌이발생했을때이를해소하는방법들을제시 해야한다. 만일충돌이발생했을경우에는정해진규칙에따라재전송을시도하며, 해당패킷이성공적으로전송될때까지이과정을반복한다. 위성채널또는이동전화망의제어채널등에서많이사용하는 ALOHA 프로토콜 과 IEEE 802.3 동의유선 LAN에서사용하는 CSMA/CD (carrier sensing multiple access/collision detection) 프로토콜이전형적인반복형랜덤접속방식에해당한 다. 또무선매체상에서의충돌검출방식과은닉터미널문제 (hidden terminal problem) 를고려하여무선 LAN을위해설계한 CSMA/CA (carrier sensing multiple access/collision avoidance) 프로토콜도동일한부류에포함된다. - 155 -
1) ALOHA 프로토콜 ALOHA 프로토콜은 1970 년대초반, 하와이의각섬에흩어져있는하와이대학캠 퍼스의터미널들을메인캠퍼스에있는호스트에연결하기위해제안된접속방식 이다. 이프로토콜은터미널에연결된무선송수신기를이용하여터미널에메시지 가발생하면바로이를전송하는매우단순한프로토콜이다. 이때모든터미널들이 동일한채널상에서독립적으로메시지를전송하기때문에 2개이상의터미널이동 시에메시지를전송하면이틀패킷이서로충돌하여전송오류가발생한다. 이경 우이들패킷은재전송이수행된다. 만일에트래픽부하가낮은경우충돌가능성 이낮기때문에실제로재전송이일어나는확률은상대적으로낮다. 2 개의터미널이동시에전송하여충돌이발생하게되면한번이상이재전송이수 행되어야한다. 만일에충돌에연루되었던터미널들이충돌을감지하는시점에서 재전송을시도하게되면, 다시충돌이발생할수있다. 따라서이와같은현상이발 생하지않도록하기위해터미널들이재전송을시도하는시점이불규칙하도록한 다. 즉충돌에연루되었던터미널들간의재충돌이발생할가능성을줄이기위해재 전송하는시점들을골고루분포시킨다. 이와같이재전송시점이골고루분포되도 록하기위해전송시점을랜덤하게지연시키는절차를백오프알고리듬 (back-off algorithm) 이라고부른다. < 그림 3-2> 는 ALOHA 프로토콜의기본적인동작과정을예시한것이다. 전송이 종료된후그전송결과가통보될때까지소요되는시간을양방향종단간최대전 파지연시간에해당하는 2t prop 라고하자. t 0 는임의의시점에서패킷이전송되고, 패킷의전송시간을 X 라고하면 t 0 +X+2t prop 로설정된종료시점까지전송된패킷에 대한확인응답이통보되지않으면백오프알고리듬에의해임의로재전송시점이 다시결정된다. 여기서 t 0 시점에서전송되는패킷을기준으로 t 0 -X와 t 0 +X 구간에 서다른패킷이전송된다면이들 2 개패킷간에충돌이발생하게된다. 다시말해 [t 0 -X,t 0 +X] 구간에서다른패킷이전송되지않는다면 t 0 순간에전송되는기준패 킷은충돌을겪지않게된다. 이 [t 0 -X,t 0 +X] 구간을취약구간 (vulnerable period) 이라고하며, 패킷이충돌없이전송될확률은이구간동안다른패킷의전송이없 을확률에해당한다. - 156 -
< 그림 3-2> ALOHA 프로토콜의동작과정예시 기준패킷과충돌이발생하지않을확률을구하가위해, (packets/xseconds) 과시스템에입력되는전체패킷의도착률 새로운패킷의도착률 (packets/x seconds) 을각각시스템의수율( 收率 ) S와시스템의부하 (load) G라고하자. 시스 템수율 S는시스템에입력되는패킷들이충돌없이전송되는비율에해당한다. 시 스템수율 S 는시스템부하 G 와충돌없이패킷이전송될확률의곱으로주어진 다. 여기서새로운패킷과재전송된패킷중의하나가전송될확률을계산하기위 해이들전체패킷의도착과정은단순히도착률평균이 2G packets/ 2Xseconds 인포아송(Poisson) 분포를따른다고가정하자. 즉패킷도착은다음과같은분포 를따른다. 패킷이충돌없이전송될확률은 2X 구간동안하나의패킷도전송되지않을확률과같으므로, 시스템의수율은다음과같이구할수있다. - 157 -
위의결과에따르면 G=0.5 일때 S=0.184로 ALOHA 프로토콜에서최대실현가능 한수율은 18.4% 에해당하는것을알수있다. 즉이는한개패킷을전송하면 0.184 의확률로전송이성공하는것과동일한성능에해당한다. 한편, ALOHA 프로토콜의성능을향상시키기위해서는충돌확률을줄여야한다. 이를위해서 < 그림 3-3> 에서보는바와같이채널을시분할하여모든터미널에의 한패킷전송이각시분할슬롯의시작점에서만가능하도록하는방법이있다. 이 와같이동기된방식으로패킷전송을하게되면앞에서언급했던취약구간은 [t 0 -X, t 0 ] 가되고그구간의길이는 X로줄게되어수율은다음과같이주어진다. 위의결과에따르면최대 36.8% 까지의수율을실현할수있다는것을알수있다. 이와같이채널의슬롯화를통해패킷전송시점을동기화한 ALOHA 방식을 Slotted ALOHA 프로토콜이라고부르며, 이를통해일반적인 ALOHA 방식보다최 대수율을 ALOHA 2 배향상시킬수있다. 프로토콜은위성데이터통신망뿐만아니라이동통신망에서다수와터미널 이공통채널을공유하여사용자데이터및제어신호를전송하기위해보편적으로 채택되고있다. 또중앙집중식예약방식에의한매체접근제어프로토콜에서초기 에트래픽채널을할당받기위해예약요청을하기위한절차도일반적으로 ALOHA 프로토콜에의해구현된다. - 158 -
< 그림 3-3> Slotted ALOHA 프로토콜의동작과정예시 2) CSMA/CD ALOHA 프로토콜 프로토콜에서패킷의충돌로인해야기되는자원의낭비를줄이기위해서 패킷전송전에매체상에캐리어신호가존재하는지를감지할수있다. 이와같이 캐리어를감지하여다른패킷이전송되고있는지를확인함으로써충돌이발생할가 능성을최소화하는방식을 CSMA 프로토콜이라고한다. 전형적인 CSMA 매체접근 제어프로토콜에서충돌가능주기는종단간전파지연시간에해당하며, 만일이 시간동안다른어떤터미널도전송을하지않는것이감지될경우에는그이후에 아마도전송을하지않기때문에특정터미널이채널사용권을획득할수있게된 다. CSMA 방식은패킷을전송할터미널이채널사용을감지하였을때다음전송기회 를위해어떻게다시채널을감지하느냐에따라여러가지방식으로구분된다. 1-Persistent CSMA 방식에서는다른사용자에의해채널이사용되고있음을패킷 을전송할터미널이감지하면채널이유휴화될때까지지속적으로채널을감지하고 있다가채널이유휴화되자마자패킷을전송한다. 이경우에채널이유휴화되자마자 매체접근을시도하기때문에다시다른대기중인터미널과충돌할가능성이상대 적으로높다. 따라서충돌후에즉시채널감지를하지않고백오프 (backoff) 알고 리듬에의해정해진시간에채널을재감지하는 Non-Persistent CSMA 방식이었다. 즉패킷을전송할터미널이채널사용을감지하면백오프알고리듬에의해다음번 에채널사용을감지할시간을즉시재결정하게된다. 이경우 1-Persistent CSMA 방식보다지연시간은길어질수있으나재감지시점을즉시새로결정함으로써충 돌가능성이줄어들게된다. - 159 -
한편 1-Persistent CSMA와 Non-Persistent CSMA 방식을결합한 p-persistent CSMA 방식이있다. 이방식의경우전송할패킷을가진터미널이채널의유휴여 부를우선감지한다. 만일채널이사용중이면채널이유휴화될때까지채널감지 를지속하고 ( 이는 1-Persisent CSMA 과동일한과정임), 만일에채널이사용되고 있지않을경우에는 p 의확률을가지고패킷을전송한다. 그리고 (1-p) 의확률로 종단간전파지연시간동안기다린다음에다시채널을감지한다. 이것은전송하기 위해유휴채널을기다리고있는터미널들에게전송기회가모두에게균일하게돌 아가도록하기위한것이다. ALOHA와 CSMA 되고또대역의낭비가야기된다. 방식에서는충돌이발생하게되면전송된전체패킷이모두손실 그런데패킷이충돌하였다는것을패킷전송이 모두끝나기전에감지할수있다면, 그충돌감지시점부터는패킷전송을중단할 수있으므로대역의낭비를줄일수있다. 이와같은개념으로제시된방식이 CSMA/CD 프로토콜이다. 이방식에서는전송중에충돌아감지되면전송을중단하 기전에모두터미널로하여금충돌이발생했음을확인시키기위해짧은길이의재 밍신호(jamming signal) 를전송하고, 백오프알고리듬에의해새감지시점을결 정하게된다. CSMA/CD 프로토콜은버스(bus) 구조의동축케이블기반의 LAN을 위해규정된 IEEE 802.3 및이더넷(Ethernet) LAN 표준에서적용되고있다. CSMA sensing) 계열의프로토콜은 각터미널이채널의사용여부를확인한후 (carrier 채널이빈것이확인되고임의의시간후에도계속이채널이비어있는 것을확인한후전송을시도함으로써랜덤접속에의한충돌을미리회피할수방 안을제공한다. 따라서중앙의기지국으로부터매체접근에대한어떠한통제도받 지않고각터미널은독립적으로전송여부를결정할수있으므로 콜과마찬가지로완전분산방식으로볼수있다. ALOHA 프로토 - 160 -
3) CSMA/CA 프로토콜 유선 LAN의경우전형적으로사용되는이더넷규격의 CSMA/CD 프로토콜을무선 LAN 에적용하고자할때몇가지문제점이제기된다. 이더넷은방송망 (broadcast network) 을위해설계된것이며, 무선 LAN 도전형적인방송망에해당한다. 그러나 CSMA/CD 프로토콜을무선 LAN 에적용할수없는이유는다음과같다. 첫째, 무 선환경에서는충돌을감지하는것이어렵기때문에일단전송후에충돌이발생한 다하더라도중간에전송을중단할수없다. 둘째, 무선환경은유선방송매체에서 와같이제어가용이하지않기때문에다른 LAN 사용자로부터의전송으로인해 CSMA/CD 프로토콜동작에문제가될수있다. 셋째, 무선 LAN에서는소위은닉 터미널문제 (hidden terminal problem) 라고부르는상황이발생하기때문에 CSMA/CD 프로토콜이정상적으로동작하지않을수있다. 은닉터미널문제는 < 그 림 3-4> 에서보는바와같이두개의터미널 A와 C가둘사이에위치한터미널 또는접속점 B 로전송하고자할때발생하는상황이다. A 와 C 터미널이충분히 멀리떨어져있을때이들은서로가전송하는것을감지할수가없다. 따라서이들 중의한터미널이전송을시도할때다른터미널은이를감지할수없기때문에유 휴채널로안식하게된다. 즉실제로전송이이루지고있음에도불구하고이를감 지하지못하고한터미널이전송을시도함으로써중간의 충돌이발생한다. C 터미널에서불가피하게 이것은한터미널이다른터미널로부터숨겨져있는것과같은 상황이기때문에이와같은문제를은닉터미널문제라고한다. - 161 -
< 그림 3-4> 은닉터미널문제의예시 이와같은은닉터미널문제가발생하는것을방지하기위해제안된매체접근제어 프로토콜이 CSMA/CA 이며, 이방식은 IEEE 802.11의무선 LAN 규격에서적용하고 있다. CAMA/CA 프로토콜은 CSMA 방식이므로전송을시도하기전에우선매체가 사용되고있는지여부를감지하기위한채널감시를수행한다. 중이라는것을감지하면, 지기다려야한다. 만일매체가사용 프레임전송을시도해서는안되고채널이유휴해질때까 이때채널이유휴해질때까지기다리고있는다른터미널들이 존재할수있기때문에, 만일에채널이비자말자바로전송을하게되면이들터 미널간에충돌이발생할수있다. 한편무선 LAN에서충돌을검출할수있는방법 이없기때문에일단충돌아발생하재되면전송에소요된프레임구간에해당하는 전체대역을낭비하는결과가된다. 이와같은단점을해결하기위해전송하고자 하는터미널들이채널을사용할수있는시점을불규칙하게만드는방법을사용하 게된다. 즉유휴채널이되기를기다리던터미널들의전송을불규칙하게함으로써 이들이동시에채널을사용할가능성을줄이는방법이다. 이와같이전송시점을 분산하기위한구체적인절차는본서의 4장에서기술한 IEEE 802.11 규격을참조 할수있다. - 162 -
한편 CSMA/CA 프로토콜에서은닉터미널문제를해결하기위해핸드쉐이크 (handshake) 절차가도입된다. < 그림 3-5> 에서이절차를예시하고있다. 여기서 만일 A 터미널이 B 터미널로데이터프레임을전송하고자할때, A는먼저전송요 구(request-to-send: RTS) 프레임을먼저전송한다. B 터미널에 RTS 프레임을수 신하면, B 는전송허용 (clear-to-send: CTS) 프레임을전송한다. 이때 B가전송한 신호를수신할수있는영역내에있는모든터미널들은이 CTS 신호를수신하게 되고, 이를통해 A 터미널에전송기회가부여되었음을알게되고 A가전송하는동 안나머지터미널들은대기하게된다. 만일에데이터프레임이오류가없이제대로 수신되면I B 터미널은승인신호 (acknowledgement: ACK) 로응답하게된다. 이와 같은 RTS와 CTS 프레임을서로교환하는절차를통해 CSMA/CA 프로토콜은터미 널들을서로제어함으로써은닉터미널문제가존재하는상황에서도충돌을회피할 수있다. 물론두개의터미널이동시에 RTS 프레임을전송하게되는경우에는터 미널 B 에서충돌이불가피하고, 이경우에는백오프알고리듬을통해재시도를위 한스케줄링을해야한다. RTS 프레임의길이가데이터프레임의길이보다매우 짧기때문에, 이와같이 RTS 프레임끼리충돌이발생하게하는것이데이터프레 임을실제로전송해서충돌이발생하는것보다는오히려효율적이다. 무선 LAN에서실제로구현된 CSMA/CA프로토콜의구체적인예는 IEEE 802.11의 DFWMAC (distributed foundation wireless MAC) 과 HlPERAN type-1의 EY-NPMA (elimination yield - non-preemptive priority multiple access) 있다. 프로토콜을들수 < 그림 3-5> CSMA/CA 프로토콜에서의핸드쉐이크(handshake) 절차 - 163 -
나. 예약형랜덤접속방식 예약형랜덤접속방식의대표적인예로서예약형 ALOHA (reservation ALOHA: R-ALOHA) 를들수있다. R-ALOHA 프로토콜은예약절차에의해성공적으로예 약요청이이루어지면채널을예약하여버퍼에서대기하고있는모든패킷이전송 될때까지그채널을고정적으로사용하는방식이다. 채널을예약하는방법에따라 다양한형태의 R-ALOHA 프로토콜이있을수있다. 가장전형적인형태는 ALOHA 프로토콜을사용하여예약요청패킷을통해데이터채널을예약하는명시적 (explicit) 방식이다. 예약요청패킷을사용하지않고직접데이터패킷을전송하여 데이터채널을예약할수있도록변형된묵시적(implicit) 방식들이제안된바있다. 마이크로셀환경에서음성서비스의실시간전송을보장하기위해제안된 PRMA (packet reservation multiple access) 에해당한다. 프로토콜은전형적인예약형랜덤접속방식 예약형랜덤접속방식은구현의복잡도는높지만반복형랜덤접속방식보다는채 널사용효율이높고실시간서비스지원이가능한것이특징이다. 따라서가변전 송률의실시간서비스트래픽을포함한다양한서비스를통합지원하는무선 ATM 망과광대역무선 LAN에서는이와같은예약형랜덤접속방식을변형하여유사한 채널예약과정을거친후중앙의기지국에서수행되는스케쥴링기능에의해동적 으로채널을할당받는중앙집중식동적예약 (centralized dynamic reservation) 프로토콜을고려하였다. 제 3 절무선 LAN을고려한매체접근제어방식 무선채널에서의매체접근제어방식을크게두가지형태로구분해보면, 상향 링크에대한각이동국의매체접근을기지국(access point: AP) 이제어하는중앙 집중방식과, 각터미널이독립적으로스스로의매체접근을관리하는분산방식으 로나눌수있다. 즉매체접근에대한결정주체가기지국또는터미널인지여부 에따라중앙집중식또는분산식매체접근제어방식으로구분할수있다. 본소 절에서는 ETSI RES10의무선 LAN 표준규격인 HIPERLAN type-1에서사용되는 EY-NPMA 프로토콜을중심으로분산방식의구체적인예를살펴본다음, 무선멀 티미디어서비스를위해제안된다양한형태의중앙집중방식프로토콜에대하여 살펴본다. - 164 -
1. 분산식매체접근제어 (distributed MAC) 분산식매체접근제어는일반적으로경쟁을기반으로하며, 가장단순한형태로 ALOHA 프로토콜을들수있다. ALOHA 방식에서는각터미널이타사용자의채널 사용여부와상관없이독립적으로매체접근을시도한다는점에서완전한분산방 식으로볼수있다. 그러나채널사용효율성을극대화하고프로토콜의안정성을 확보하기위해기지국으로부터통보되는충돌여부에대한정보를이용하여충돌시 패킷의재전송시간을제어할수있도록설계된다. 일반적으로이와같은완전분 산방식은채널의수율( 收率 ) 이낮을뿐만아니라음성등과같은실시간트래픽의 지연시간을보장할수없다. 따라서구현의단순성에도불구하고완전분산방식 은실시간트래픽을포함한멀티미디어서비스를지원하기위한무선매체접근제 어방식으로는부적합하다. 다른형태의분산식매체접근제어방식으로서 CSMA/CA 프로토콜을들수있으며, IEEE 802.11 규격의 DFWMAC 프로토콜과 HIPERLAN type-1 규격의 EY-NPMA 프로토콜이여기에해당된다. 다음에서는분산식매체접근제어프로토콜의대표적 인예로서 HIPERLAN type-1의 EY-NPMA 프로토콜에대해살펴본다. 가. 분산식매채접근제어의예: EY-NPMA 프로토콜 HIPERLAN 에서의매체접근제어기능은채널감지(channel sensing) 와 EY-NPMA 라불리는경쟁해소(contention resolution) 프로토콜을기본원리로하며, 다음과 같은세가지단계에의해접속이이루어진다 (< 그림 3-6> 참조). - 165 -
< 그림 3-6> HIPERLAN type-1에서의채널접속단계 1 우선권분해단계 (priority resolution phase) 이단계에서는서로다른채널접속우선권순위 (h=0, 1, 2, "', H) 를가지는노드 들간에성능의구조적독립성을제공하기위한절차가수행된다. 사용되는우선권 단계의총 (h+1) 개의우선권설정슬롯구간 (priority detection period 또는 prioritization slot intervals) 을설정하고, h번째단계우선권을갖는노드는 256비 트인 h 번째우선권설정슬롯구간동안채널을감지하도록한다. 만약이구간동안 채널이빈것이확인되면우선권확인구간 (priority assertion interval) 동안특정 버스트를전송하여채널접속우선권을선언한다. 반대로채널이사용되고있는것 이확인되는경우에는해당노드는채널접속시도를중단하고, 다음채널접속주 기가시작될때까지기다린다. 2 경쟁단계 (contention phase) 경쟁단계는제거단계와통합단계로구성된다. i) 제거단계 (elimination phase) 이단계에서는우선권분해단계에서살아남은노드들이최대 n개의제거슬롯 (elimination burst) 을갖는버스트를전송하여다른경쟁노드들을제거하게된다. 이버스트의길이 B 는다음과같은이산확률분포에의해결정된다. - 166 -
버스트를전송하고난뒤채널을감지하여, 256 비트의생존확인슬롯 (elimination survival verification slot) 구간동안채널이비어있는경우생존노드가되고, 그반대의경우는경쟁에서제거가된다. ii) 통합단계 (yield phase) 통합단계는제거단계에서제거되지않은노드중에서다시일부의경쟁노드를 제거하는추가단계로서, 생존확인슬롯구간이끝난직후에시작된다. 이단계는 최대 m 개의슬롯으로구성되며, 이때각슬롯의길이는 64 비트이다. 제거단계에 서살아남은모든노드들은 D 개의통합슬롯으로구성된통합슬롯구간 (yield slot interval 또는 yield period) 동안채널을감지한다. 각통합단계에있는노드 는다음과같은이산확률분포에의해이구간을결정한다. 이구간동안채널이비어있으면데이터전송단계를시작하게되고, 그렇지않은경우에는다른노드에게양보하고자신은경쟁을포기한후다음채널접속주기까지기다린다. 3 전송단계 (transmission phase) 앞의두단계를모두거친뒤남게되는마지막노드하나가데이터를전송하게된 다. HIPERLAN type-2 에서설정한각파라미터의값은 < 표 3-1> 과같다. - 167 -
< 표 3-1> HIPERLAN type-2의동작파라미터 이상과같은세단계의접속과정을 < 그림 3-7> 의예를통해살펴보면다음과같 다. < 그림 3-7> 에서는우선순위 3,4를가지는 4개의노드들이 EY-NPMA 방식으로 데이터를전송하는과정을보여주고있다. 먼저우선권분해단계에서, 우선순위 1, 2 에해당하는우선권설정슬롯구간에노드들이버스트를전송하지않으므로, 그 다음우선권순위에해당하는 1, 2, 3번노드들이각기다른길이의제거버스트를 전송하기시작한다. 이때우선순위 4에해당하는 4번노드는채널이사용되고있 음을감지하고접속시도를위한버스트전송을하지않는다(D 신호). 3번노드의 제거버스트길이가가장짧고 (C 신호), 1 및 2번노드는동일한버스트의길이를 가지므로 (A, B 신호), 제거단계에서 3 번노드가제거된다. 1 및 2번노드는통합 단계에들어간다. 만일 1번노드의통합슬롯구간이짧다면 1번노드가먼저데이 터를전송하기시작하게되므로, 1번노드보다긴통합슬롯구간을가지게된 2번 노드는채널이사용중임을감지하고 1 번노드에게양보하게된다(E 신호). < 그림 3-7> EY -NPMA 프로토콜에서의접속단계에대한예시 - 168 -
EY-NPMA 프로토콜에서의매체접근을위한단계별과정은 < 그림 3-8> 과같이 요약할수있다. EY-NPMA 프로토콜의경우에는 IEEE 802.11의 DFWMAC 프로토 콜과달리다양한계층의우선권을지원할수있으나 QoS 보장에있어서서비스 부류에따라개별적인우선권을유연하게설정할수없다. 또우선권이높은노드 들로인하여그보다도우선권이낮은노드들에대한 평한채널공유상황이발생할수있다. QoS를보장할수없는불공 2. 중앙집중식매체접근제어 (centralized MAC) 대부분의예약기반매체접근제어는중앙의기지국에의해또는별도의기지국이 없는 ad-hoc 망의경우에는기지국의역할을할수있도록선택된중간노드 (coordinator) 에의해예약에대한응답이이루어져야하므로중앙집중방식으로 분류할수있다. 가장기본적인형태의중앙집중식매체접근제어방식으로 R-ALOHA 프로토콜을들수있다. 본소절에서는중앙집중식매체접근제어방식 의한예로서제안된 PRMA (packet reservation multiple access) 및 RAMA (resource auction multiple access) 프로토콜에대해서각각살펴본다. < 그림 3-8> EY -NPMA 프로토콜에서의매체접근을위한단계별절차 - 169 -
가. 중앙집중식매체접근제어의예 1) PRMA (packet reservation multiple access) PRMA 프로토콜 프로토콜은초기에음성서비스를위해제안되었기때문에실시간음성패 킷의전송지연을보장할수있도록되어있다. PRMA 프로토콜은음성활성감지 (voice activity detection) 기능에의해음성활성상태에서발생한패킷만을전송 함으로써여러사용자패킷들을통계적으로다중화하며, 특히실시간전송조건을 만족시킬수없는패킷은폐기할수있도록허용하는것이다른예약방식과다른 점이다. < 그림 3-9> 에서보는바와같이이동국버퍼에대기중인첫번째패킷을프레임 내의빈슬롯을사용하여슬롯 ALOHA 방식으로전송한다. 이때예약시도는전송 허가확률 (permission probability) 에의해결정되며, 이와같은예약시도가성공 하면기지국은하향링크를통해이슬롯이예약되었음을모든이동국에통보한다. 슬롯이할당된이동국은현재버퍼에대기하고있는패킷들을모두전송할수있을 때까지이슬롯을고정적으로사용할수있다. 40 ms 내에이루어지지않을경우에이패킷을폐기하고, 이때첫번째패킷에의한예약이 다음패킷을이용하여 예약을사도한다. 그러나트래픽부하가커질경우예약가능한슬롯의수가 0으로 줄어지게되기때문에 PRMA 프로토콜의동작이불안정해잘수있는것이단점이 다. 이와같은단점을극복하기위한방안으로서 PRMA+ 프로토콜이제안되었다. < 그림 3-9> PRMA프로토콜에서의예약과정 - 170 -
2) RAMA (resource auction multiple access) PRMA 프로토콜 프로토콜을비롯한대부분의예약기반매체접근제어방식에서는예약요 청과정에서충돌이발생하여대역을낭비할수있는단점이있다. 이와같은문제 를해결하기위해제안된방식으로 RAMA 프로토콜을들수있다. 각슬롯을궁극 적으로경매(auction) 절차에서이긴사용자에게할당함으로써충돌로인한슬롯의 낭비가발생하지않는것이특징이다. 각터미널에 9 자리의고유식별번호를부여하고, 또우선권을나타내는 1자리의우 선순위번호 P 를할당한다. P는서비스우선권과시스템에서의대기시간 (residence time) 을이용해계산하는것으로, 터미널의지연시간을조절하는역할 을한다. 채널을할당할때이와같은 9 자리의식별번호와최상위숫자 (most significant digit) P로구성된 10자리터미널 ID 를이용한다. 각기지국은 TDMA 슬롯이나 FDMA에따른주파수대역과같은통신채널에대한 리스트를가지고있다. 이때사용가능한채널들을한번에하나씩경매과정 (auction) 을통해할당한다. 각경매과정마다오직하나의터미널이최종선택되어 채널을할당받게된다. 이러한채널경매절차는사용가능한채널이없거나채널 에대한모든요구들을만족시켜줄때까지반복해서수행된다. 매경매과정에서각터미널은미리정한시간슬롯을통해자신의 ID번호를한번 에한자리씩다른터미널들과동시에전송하게된다. 각자리숫자는터미널간에 서로직교하는신호 (orthogonal signal) 를사용해전송함으로써, 기지국은동시에 전송된신호들의에너지를구별할수있도록한다. 기지국에서수신된각자리숫 자중에서최고값을터미널들에게알려주면, 그숫자에해당하는터미널만이다음 자리의숫자를전송하게되고, 이와같은과정은최하위숫자 (least significant digit) 까지반복된다. < 그림 3-10> 은경매(auction) 와할당이이루어지는한주기를 보여주고있다. ID번호의각자리마다일부터미널들이제외되면서마지막에는오 직 1 개의터미널만이남아채널을할당받게된다. - 171 -
< 그림 3-10> RAMA 프로토콜의채널할당주기 제 4 절동적대역할당을위한스케쥴링알고라듬 2소절에서살펴본중앙집중식매체접근제어프로토콜은 QoS 및전송률요구사항 이다양한서비스트래픽에대해요구기반대역 (bandwidth-on-demand) 을실현 하기위한통계적다중화구현에필요한기본적인틀을제공한다. 다양한 QoS와 전송률을갖는멀티미디어트래픽을통합지원하기위한광대역무선 LAN에서는 무선구간에서의통계적다중화를실현하는것이매우중요하며, 이를위해중앙의 접속점(access point) 에의해동적슬롯할당을수행할수있는스케쥴링기능이 제공되어야한다. 즉접속점의스케쥴러는각터미널의트래픽특성에따른대역 요구사항을신속정확하게파악하여, 각터미널의요구품질을만족시키면서사용 가능한슬롯들을요구에따라전체터미널간에효율적으로배분하는동적슬롯할 당을수행해야한다. 따라서광대역무선 LAN에서의이와같은동적슬롯할당은 통계적다중화를실현하는수단으로서뿐만아니라r 각이동국의 QoS 요구사향을 만족하기위해필요한자원을관리하는역할을한다. 또이와같은역할은자원관 리측면에서호수락제어와도매우밀접한관계가있다. - 172 -
1. 동적슬롯할당을위한선호전송(signaling) 체계 통적슬롯할당을구현하기위해서는각이동터미널의트래픽상황을나타내는파 라미터와이에관련된제어정보를주고받을수있는신호전송체계가필요하다. 이와같은신호전송체계를도식화하면 < 그림 3-11> 과같다. 각이동터미널( 이동국) 은최초호( 呼 ) 설정단계에서서비스트래픽부류에의해 결정되는고정파라미터 (static parameter) 와, 호진행중버퍼의대기행렬길이 와참여수명등의변화를나타내는동적파라미터 자신의대역요구상황을기지국( 접속점) 에알려주어야한다. (dynamic parameter) 를통해 이때사용하는슬롯 할당알고리듬에따라이러한파라미터정보의종류와설정방법이결정되어야한 다. 또이와같은동적파라미터를전송하기위해서는효과적인신호방식이필요 한데, 크게대역내(in-band) 방식과대역외(out-of-band) 방식으로구분한다. 대역 내신호방식 ( 예를들면 ATM 셀헤더의 GFC 필드를이용하여동적파라미터를 전송하는경우) 은상향링크로전송되는셀에피기백(piggybacking) 함으로써적시 에필요한정보를전송할수있으나, 전송할수있는정보량을극히제한해야하는 단점이있다. < 그림 3-11> 동적슬롯할당을위한시그널링체계 - 173 -
대역의신호방식은많은정보를전송할수있으나, 일반적으로지정된신호슬롯 ( 예를들면 RACH 슬롯) 을경쟁에의해접근해야하므로적시에정보를전송할수 없는경우가발생한다. 이는신호전송(signaling) 에소요되는대역의제한성및신 호프로토콜의효율성등과연계된사안으로이에대한최적화가수행되어야한다. 2. 동적슬롯할당알고리듬의예 다음에서는기존연구및개발단계에서제안된매체접근제어프로토콜의슬롯 할당방식에대해사례별로살펴본다. 가. 예측기반동적슬롯할당알고리듬 예측기반동적슬롯할당알고리듬은 방식에서가변비트율 TDMA/TDD 기반의중앙집중식스케줄링 (variable bit rate: VBR) 의비디오트래픽을고려한동적슬 롯할당방안이다. VBR 비디오트래픽의전송률변화시정수(time constant) 는일 반적으로 MAC 프레임길이보다충분히길가때문에, 한개의 MAC 프레임구간동 안요구되는슬롯요구량은거의일정하다. 이와같은전제하에서각프레임주기 로순시트래픽발생률 state information) (instantaneous traffic rate) 과버퍼대기행렬정보 등을기반으로추정된슬롯요구량과 으로슬롯들을이동국간에분배하는방식이다. (buffer sustained bit rate를기준 1) 대역할당방식 예측기반동적대역할당알고리듬은이동국이프레임단위의트래픽발생률과대 기행렬의길이를이용하여슬롯요구량을추정하고이를기지국으로요청하는방 법과, 이동국이단순히버퍼의대가행렬변화율을기지국으로전송하고기지국이 이를근거로슬롯요구량을추정하는방법으로구분할수있다. 이두가지방법은 이동국이전송하는동적파라미터 른신호방식을채택하게된다. (dynamic parameter) 의정보량에따라각기다 즉이동국이슬롯요구량을결정하는방식에서는 이요구정보를대역외(out-of-band) 제어메시지를통해기지국으로전송하는반 면, 기지국이슬롯요구량을결정하는방식에서는이동국의상태변화정보를대역 내(in-band) 제어메시지를통해기지국으로전송하게된다. - 174 -
다음에서는크게하향링크와상향링크로구분하여슬롯할당방식을살펴보도록 한다. 가) 하향랭크슬롯할당 (i+1) 번째프레임의이동국에 j 대한예측은각이동국의버퍼상태와셀도착률을 이용하여계산한다. 즉 (i+1) 번째프레임의이동국에 j 대한예측값은 이되며, 여기서 Il j 와 i λ j 는 i 하향링크의번째 i 프레임동안도착한셀 의개수와버퍼의길이를나타낸다. 이때 (i+1) 번째프레임동안셀도착률이증가 한다면이동국들에대한과부족할당은버퍼길이의증가에의해보상이되나, 셀 도착률의감소에의한과다할당은할당된일부슬롯의낭비를가져올수있다. 나) 상향링크슬롯할당상향링크의슬롯할당은슬롯요구량예측의주체에따라다음두가지방식을제안하고있다. (1) 이동국에의한슬롯요구량예측방식 각이동국에서한프레임동안에발생한셀의수와현재이동국의버퍼에서대기 중인젤의수를기반으로다음프레임에서필요한슬롯요구량을예측한다. 그리 고이값을상향링크에설정된 R-B (remote-to-base station) 슬롯상에서 ALOHA 방식으로기지국에전송한다. (i-1) 번째프레임주기동안번째 j 이동국에 도착한셀의수와 (i-1) 번째프레임이끝나는시점에버퍼에서대기하고있는셀 의수를각각와라고나타내면, 이이동국은다음 (i+1) 번째프레임에서 사용될슬롯의수를다음식과같이예측한다. - 175 -
이와같이예측된요구슬롯의수를 i 번째프레임의 R-B ALOHA 슬롯중의하나를 선택하여전송하게된다. 매프레임마다모든이동국이이정보를전송하고자하기 때문에 R-B ALOHA 슬롯상에서의랜덤접속지연으로인하여적시에전송할수 없는문제가발생할수있다. 이와같은문제를해결하기위해각가상연결 (virtual connection) 별로설정되어있는최소보장전송률 (sustainable bit rate) 의문턱값(thresh이d) 을기준으로현재요청된슬롯의수가그이상일경우에만 예측슬롯에대한정보를전송하고, 그이하일경우에는예측된값을전송하지않 게한다. 이때문턱값은 UPC 파라미터를기반으로결정하지만, 이에대한설정이 직접적으로성능에영향을미칠것으로생각된다. 또이와같은접근방법으로실 제전송되는요구슬롯의수에대한정보를줄일수있다고하더라도랜덤접속방 식의특성상보장할수없는접속지연시간으로인하여이동국의수가늘어나게 될때는여전히적절한대역할당을수행할수없는문제가단점으로대두된다. (2) 기지국에의한슬롯요구량예측방식 이방식에서는무선구간에서의물리계층 PDU인무선 ATM (WATM) 셀의헤더를 통해대역할당에필요한현재버퍼의상태에대한정보를기지국의스케줄러로전 송한다. 이때 WATM 셀의헤더로수송할수있는정보량에따라오버헤드 (overhead) 가결정되고, 이는궁극적으로무선구간에서의자원할당효율성과직 결된다. 따라서 WATM 셀에적은양의정보를전송하면서도비디오서비스의 QoS 를보장하고동시에시스템효율성을극대화하는것이설계의관건이된다. 참고문헌 [8] 에서는대역내(in-band) 제어신호방식의경우 2비트를사용하여버 퍼의상태에관한정보를전송하는데, 이경우제한된정보필드때문에버퍼의길 이와같은절대적인정보를전송할수없게되어버퍼길이의증감만을 2비트로부 호화하여상대적인정보를이용한다. 이때사용되는두개의비트를각각 b 0 와 b 으 i 로나타내면버퍼의상태변화에따라다음규칙에의해부호화된다. - 176 -
즉버퍼의길이가증가하면일단 b 0 버트를 1 로놓고, 그증가의폭이정해진문 턱값 ( ) 을넘게되면 b 을 i 1 로놓는다. 번째 j 이동국에대해대역내로전송된이비 트들은그이전번째 i 프레임에서할당된슬롯의수 a (.j) i, 를정정하는데사용한다. 전프레임에서할당된후사용되지않은슬롯의수를 u (.j) i 라고하자. 만일이값이 0 이라면 ( 즉할당된모든슬롯을모두사용한경우), (b 0, b 1 ) 비트정보를통해파 악된버퍼의상태변화를근거로다음프레임에서할당될슬롯의수를추가한다. 한편이동국에할당된것중에서사용되지않고남은슬롯이있을경우에는다음 식과같이과다할당된슬롯을회수한다. 2) 슬롯재분배 (proration) 방식 이상과같이각이동국별로대역할당량이예측되면기지국의스케줄러는모든이 동국이요구하는슬롯의수를할당할수있는지잔여대역량을확인한다. 만일모 든이동국에대해요구슬롯수만큼할당할수없는경우, 현재프레임에서할당이 가능한대역범위내에서요구량에따라슬롯을재분배해야한다. 우선실제예측 된슬롯요구수가 j 번째비디오서비스에서요구하는 sustained bit rate (r (j) : MAC (j) 프레임당슬롯의수) 보다작은경우(e i sustained bit rate 로상향조정함으로써 (e i (j) < (j) r ), 실제할당하는슬롯의수를 = (j) r ) 비디오서비스에필요한최소한 의기본전송률을보장한다. 그렇지않은경우에는실제예측된수만큼슬롯을할 당한다 (j) ( 즉 a i = e i(j) ). 즉예측된요구슬롯수를모두수용할수없을경우에는 sustained bit rate만을보장할수있도록 1 차적으로할당을수행한다. 1차슬롯할 당후잔여슬롯을기준으로다음과같은재분배과정을통해 행한다. 2차슬롯할당을수 - 177 -
각이동국 j 에실제할당된슬롯의수와전체슬롯의수를각각 a i 와 C 로나타내면, i 번째프레임에서사용가능한슬롯의개수는다음과같이주어진다. 따라서모든이동국에대해추가로필요한슬롯들의개수는다음과같이나타낼수 있다. 만일잔여대역이있는경우 (j) ( 즉 e i 할당할슬롯의수를최종적으로결정한다. (j) > a i ), 다음과같은비례방식에의해실제 나. 동적우선권기반자원경매할당 (dynamic priorities fair resource auction: multiple access: D-RAMA) D-RAMA 는버퍼에대기하는패킷의수와실제지연시간에의해결정되는우선권 개념을근간으로대역을할당하는방식으로서, 멀티미디어트래픽을수용하기위하 여기존의 RAMA 방식을확장한것이다. TRAMA (tree search RAMA) 알고리듬에 의해우선권을결정하고, FRAMA (fair RAMA) 알고리듬에의해실제슬롯할당이 수행된다. D-RAMA에서는통적우선권개념을도입함으로써여러단말기가동일한 우선권갖는경우를제외한대부분의경우에서셀손실률을감소시킬수있는것이 장점이다. 1) 동적우선권파라미터 이동국은동적우선권을코드화하여 ( 이코드를 DP라부름) 기지국으로전송하며, 이때 DP 코드전송에따른대역사용을최소화하기위해 DP 값의범위를 DP max 와 DP min 로제한한다. DP min 은서비스에따라서결정되는반면, DP max 는모든서비스에 동일한값을적용한다. 이동국이경쟁에참여할수있는최대횟수(N ee ) 는각서비 스별로정해진최대허용지연시간 (DP max ) 과프레임길이 (t frame ) 에의해다음과 같이정의한다. - 178 -
DP 값은주어진 DP min 과 DP max 을이용해다음과같이갱신된다. i 번의주기동안경쟁상태에있으면 DP 1 은다음과같이설정되며, 이에따라최대지연시간이조정된다. 이때 i 값이단말기가참여하는경쟁횟수보 다크다면 DP 1 을 DP max 로가정한다. DP 2 는패킷손실을제어하는값으로버퍼에서 대기하는셀의수 (WB) 와버퍼의크기(LB) 에의해다음과같이주어진다. 호설정단계에서기지국제어기(base station controller) 에의해사용자코드 (user code) 를부여받은뒤, 각서비스에의해결정되는 DP min 의디폴트 (default) 값에따라 DP 코드를초기화한다. 2) 슬롯예약과정 이동국은 DP 값에따라크게 2 가지방법으로예약을수행하게된다. 첫번째로, DP가 DP max 값에아주근사하다면 (DP max DP), 대기하는패킷의수에서이미예 약받은슬롯의수를뺀양만큼의슬롯을요구한다. 이경우는이동국의접속지연 시간이최대허용가능지연시간에접근하거나또는셀손실이발생할가능성이 높은상황이다. 두번째로, DP가 (DP max -1) 까지의범위에있는경우최초호설정 과정에서선언한평균트래픽발생률에따라슬롯을요구하게된다. 이동국측면에 서의예약과정을요약하면다음과같다. - 179 -
1 이동국은먼저각자의 DP 값을계산한뒤에 BANDWIDTH_REQ (< 그림 3-12> 참조) 라는메시지를기지국으로전송한다. 2 경매(auction) 과정에참여하지못했거나또는최종예약에성공하지못한경우 에는 NACK 메시지를수신하게되며, 다시 1번과정을반복한다. 3 예약에성공하여 ACK메시지를수신하면패킷을전송하고를 i 0으로설정하여 DP 값을갱신한다. 이때버퍼에있는패킷의수가예약한슬롯의수보다적을때 까지슬롯을예약하게된다. < 그림 3-12> BANDWIDTH_REQ 메시지의구조 3) 슬롯할당과정 개의 l 이동국이경쟁관계에있을때, 각이동국의동적우선권들을나타내는집합 을 ζ={dp (l), DP (2),,DP (l) } 이라하고, 각이동국이요구하는슬롯의수를나타내는 집합을 η={n (l), n (2),, n (l) } 이라가정한다. 또사용가능한유휴슬롯의수를 n a 로 표시한다. DP가 DP mx 와같은값을갖는단말기 ( ζ DP _={X ζlx=dpmx}) 의총개수를 n DPmx 라하고, 서브트리(subtree) 에서최종예약에성공한단말기(winner) 가요구하 는슬롯의개수를 n w 라놓는다. 슬롯할당은다음절차에따라수행된다. - 180 -
1 다. 2 기지국은상향링크의제어채널을통해 경매과정에참여하는이동국의동적우선권 BANDWIDTH_REQ 메세지를수신한 ζ={dp (l), DP (2),,DP (l) } 을이용하 여, TRAMA에서와같은방식으로우선권을내림차순으로정렬한후각각의서브트 리를구성한다. 3 TRAMA의서브트리구조에서 DP mx = max {ζ} 인이동국을대상으로 FRAMA 방 식으로경매(auction) 과정을수행하여서브트리에서최종예약성공단말기를결정 한다. 4 유휴슬롯의개수와이동국의요구슬롯의개수를뺀값 ( R= n a -n w ) 을계산해서 R이 0보다작은경우예약에성공한단말기에게 k=n a 개의슬롯을할당하고, 0 보다. 크거나같을경우에는 k-n w 개의슬롯을할당한다. 5 을 l (l-0) 로, n a 를 n a -k로갱신하고, n a 가 0 보다같거나작은경우, 즉유휴슬롯 이없을경우에는 7번단계를수행한다. 그렇지않은경우에는 n (DPmx) 를 n (DPmx) -1 로갱신한뒤, n (DPmx) 이 0 일경우 {ζ} 를 {ζ DPmx,,} 로갱신한다. 6 { ζ} 이공집합인경우, 즉경매과정에참여할이동국이남아있지않을경우에 는 7번단계를수행하고, 그렇지않은경우에는다시 2번단계부터수행함으로써 다른서브트리를대상으로슬롯을할당한다. 7 예약에성공한단말기들에게는 ACK 메시지를보내고, 실패한단말기에는 NACK 메시지를보낸다. - 181 -
다. 기타 이상에서살펴본슬롯할당방식이외에도무선 ATM 또는무선 LAN의관점에서다 양한접근방법들이제안된바있다. 이에대한자세한내용은 [10] 에잘나타나 있다. 특히 [11] 에서는 HIPERLAN type-2와같은 TDMA/TDD 방식의광대역무선 LAN에서실시간가변비트율서비스의 QoS를보장하기위한새로운스케쥴링알 고리듬을제안하고있으며, 이방식은여기서고려하는동적대역슬롯할당방식의 전형적인예가될수있다. - 182 -
참고문헌 [1] A. Leon-Garcia & I. Widjaja, Communication Networks: Fundamental Concepts and Key Architecture, McGraw-Hill, 2000. [2] L. G. Roberts, "Dynamic allocation of satellite capacity through packet reservation," Proceedings National Computer Conference (AFIPS), 42, pp. 711-716, June 1973. [3] W. Crowther et al., "A system for broadcast communications: reservation ALOHA," Proceedings Sixth Hawaii International Conference on System Science, pp. 371-374, January 1973. [4] R. Binder R. Rettberg, D. Walden, S. Ornstein and F. Heart, "A dynamic packet-switching system for satellite broadcast channels,' Proceedings of IEEE International Conference on Communications, San Francisco, pp. 41.1-41.5, June 1975. [5] D. J. Goodman, "Cellular Packet Communications," IEEE Transactions on Communication, Vol. 38, No.8, August 1990. [6] N. Mitrou et ai, "A Reservation Multiple Access Protocol for Microcellular Mobile Communication Systems," IEEE Trans. on Vehicular Technology, pp.340-351, November 1990. [7] N. Amitay and 1. Greenstein, "Resource Auction Multiple Access in the Cellular Environment", IEEE Transactions on Vehicular Technology, pps. 1101-1111, November 1994. [8] S.K. Biswas, D. Reininger, and D. Raychaudhuri, "UPC Based Bandwidth Allocation for VBR Video in Wireless ATM Links," Proceedings of IEEE INFOCOM 97, pp.l073-1079, 1997. [9] S. Noerskov, et al., "Adaptive Packet Reservation Multiple Access for Broadband Wireless ATM," Proceedings of 3rd International Workshop on Mobile Multimedia Communications, 1996. - 183 -
[10] 김용진, 강충구, 조유제, " 무선 ATM 기술개론", 진한서적, 1999 [11] Chung Gu Kang, Chang Wook Ahn, Kyung Hun Jang, and Woo Sik Kang, "Contention-Free Distributed Dynamic Reservation MAC Protocol with Deterministic Scheduling (C-FD3R MAC) for Wireless ATM Networks," IEEE Journal of Selected Areas in Communications, September 2000-184 -
제 4 장광대역무선 LAN 표준및시스템구조 2001년 2월현재상용화가진행중인무선 LAN (local area network) 의표준규격 으로는 IEEE의 802.11 3), IEEE 802.11a, IEEE 802.11b, 그리고 ETSI BRAN 4) 프 로젝트에서결정한 HIPERLAN (high performance radio LAN) Type-1 (HIPERLAN-2) 규격이있다5). 이들규격은크게물리계층(physical layer: PHY) 과매체접근제어 (medium access control: MAC) 계층을다루고있다. 최초의무 선 LAN 규격으로 1997년 6월제시된 IEEE802.11의물리계층은주파수도약대역 확산 (frequency hopping spread spectrum: FHSS) 방식, 직접수열대역확산 (direct sequence spread spectrum: DSSS) 방식및적외선방식등세가지의다 른기술을적용하여 1 Mbps와 2 Mbps 의전송률을지원한다. 한편, 2.4 GHz 대 역에서 5.5 Mbps와 11 Mbps의고속전송을지원하는 IEEE 802.11b의경우기 존 DSSS 방식의 IEEE 802.11 규격을기초로고속전송을위해확장된물리계층규 격을다루고있다. 또 IEEE 802.11a의경우 5 GHz 대역에서최대 54 Mbps 급의 고속전송을위해 OFDM (orthogonal frequency division multiplexing) 을사용한 전송방식을고려하고있으며, 이는 ETSI BRAN의 HIPERLAN-2에서고려하고있는 방식과동일하다. 3) IEEE 802.11은무선 LAN (wireless local area network) 과관련된표준을다루고있으며, 유사한무선망시스템인무선개인망 (wireless personal area network) 은 802.15, 광대역 무선접속망 (broadband wireless access) 은 802.16 에서다루고있다. 4) ETSI (European Telecommunications Standards Institute). BRAN (Broadband Radio Access Networks) : ETSI에서광대역무선접속에관련된표준을정하기위해 1997년봄에 착수한프로젝트로, HIPERLAN Type 1을정한이전 RES-10 위원회의역할을이어받은 과제이다. 5) 이외에유럽 ETSI에서 1996년 10월완성한 HIPELAN Type 1 규격이있으나상용화되지는 못하였다. HIPERLAN-1은단일반송파변조인 GMSK와 FSK 방식을사용하여 5.2 GHz 및 17 GHz 대역에서 25 Mbps 급전송속도를지원하며, QoS를고려하지않은분산 MAC을 정의하고있다. - 185 -
매체접근제어계층의경우초기에제시되었던 CSMA/CA (carrier sensing multiple access with collision avoidance 기반의 MAC 프로토콜만이지금까지규격화된바 있으나, 기본방식이 QoS (quality of service) 를지원하는데한계가있음을인식하 고서비스클래스의제공과 QoS의향상및관리를위해최근에는 802.11 TGe를 결성하여새로운매체접근제어프로토콜기능을향상시키기위한작업을최근시작 하였다. 한편, ETSI BRAN 의경우에는물리계층, 데이터링크제어계층, 그리고수 렴계층을포함하는 1 차기술규격을완성하였다. 이장에서는전파방식의 IEEE 802.11 계열과 ETSI BRAN에서결정한 HIPERLAN-2 본다. 무선 LAN 표준규격의물리계층과매체접근제어계층에대해서살펴 제 1 절 IEEE 802.11 1. 개요 IEEE 802.11 규격은물리계층과매체접근제어계층을중심으로다루고있으며, 그 구성은 < 그림 4-1> 과같다. IEEE 802:11의물리계층에는광을이용한적외선방 식, 전파를이용한 DSSS 방식및 FHSS 방식이있으며, 802.11 단말은위의 3가지 방법중에서하나를사용하여 1Mbps 또는 2Mbps 를지원하게된다. IEEE 802.11 은 DFWMAC (distributed foundation wireless MAC) 이라고불리는매체접근제어 방식을사용하며, 매체접근제어계층은 CSMA/CA, exponential backoff, RTS/CTS (request to send/clear to send), IFS (interframe space), DCF (distributed coordination function), PCF (point coordination function) 진다. 등의요소들로이루어 망구성형태는크게 infrastructure 모드와 ad-hoc 모드가있으며, infrastructure 모드로동작되는셀과 ad-hoc 모드로동작되는셀을각각 BSS (basic service set) 와 IBSS (independent basic service set) 라고한다. BSS에서는경쟁서비스를 위한 DCF와비경쟁서비스를위한 PCF 가사용된다. 반면에 IBSS에서는 Point Coordinator 기능을수행할단말이존재하지않기때문에 DCF 만이사용된다. DCF 와 PCF 는슈퍼프레임(superframe) 안에서순서를달리하며동시에존재한다. - 186 -
< 그림 4-1> IEEE 802.11의구성요소 패킷의서로다른클래스를지원하기위한메커니즘으로 IFS (interframe spaces) 가사용되며, 이는 SIFS (short IFS), PIFS (PCF IFS), DIFS (DCF IFS), EIFS (extended IFS) 등의 4 가지로분류된다. SIFS 구간이후에는 ACK 프레임, CTS 프 레임등이사용되며, PIFS는 PCF의시작부분에서매체접근에대한우선권을획 득하기위한구간으로사용된다. DIFS는 DCF에서데이터프레임과관리프레임을 전송하기위해사용되며, EIFS 는잘못된프레임전송이발생했을때사용된다. DCF 상태에서전송을원하는단말은먼저채널의상태를감지하고, 채널이사용중 이라면현재진행중인전송이끝나기를기다린다. DIFS 구간동안대기한후정해진 전송이끝났음을감지한단말은 backoff window에서불규칙적으로설정된시간 을자신이채널에접근할때까지기다려야하는일종의타이머로사용한다. 설정된 시간을감소시키면서 0 이될때까지채널이비어있게되면전송을시작하게되고, 그렇지않으면남아있는시간을가지고다음전송구간에다시채널에접근을시도 한다. 이러한경쟁기반의매체접근방식을사용하는 DCF에서는요구접속지연시간 과가용대역폭등을보장할수없게된다. 이와는달리폴링(polling) 방식을사용하는비경쟁기반의 PCF에서는전송시간이 제한된트래픽서비스의지원이가능하다. PCF에서 PC (point coordinator) 기능을 하는단말은자신의폴링목록에포함되어있는단말들에게적절한시간에폴링을 하여충돌없이매체접근을수행하도록한다. 단일의 Superframe은 DCF와 PCF 구간으로구성되며, PCF 구간이끝나면 DCF 구간이시작된다. - 187 -
2. IEEE 802.11의무선 LAN 구성 가. 망구성요소 IEEE 802.11 무선 LAN은상위계층에대해단말의이동성을투명하게지원하기위 해필요한다수의요소로구성된다. < 그림 4-2> 는구체적인그구성형태를예시 한것이다. 그림에서 STA (station) 는 IEEE 802.11에서규정한매체접근제어프로 토콜과물리계층인터페이스를지원하는단말을의미한다. IEEE 802.11의무선 LAN을구성하는가장기본적인단위는 BSS 이며, BSS는 DCF나 PCF에의해조정 되는 STA 들의집합이다. 즉동일한포괄영역내에속한단말들에의해하나의 BSS 가정해지며, 이 BSS 에속한단말들간에는통신이가능하다. 또동일한 BSS에속 한단말들은다른노드를통하지않고독립적으로직접통신이가능하며, 이와같 은형태로동작하는망을 ad-hoc 망이라고부른다. < 그림 4-2> IEEE 802.11의무선 LAN 구성 - 188 -
한편 BSS가독립적으로존재하지않고다수의 BSS를통해확장된형태의망을구 성할수있으며, 이때 BSS를상호접속하기위해사용되는요소를 DS (distribution system) 라고부른다. 이 DS는이동단말에대해주소에따라목적지 를랩핑하고다수의 BSS를무결하게통합하기위해필요한논리적인서비스를제 공한다. 이때 STA의역할을하면서 DS로접속하기위한서비스를제공하는 STA를 AP (access point) 라고한다. 더넓은서비스영역을구축하기위해다수의 BSS와 DS 를상호접속할수있으며, 이것을 ESS (extended service set) 라고부른다. 개념적으로볼때 ESS 내에있는 단말들은독립적인 BSS에서와같이 LLC (link layer control) 계층에서볼때동일 하게보인다. 또다른 BSS 에속한단말들끼리서로통신이가능하며, 단말들은동 일한 ESS에속한다른 BSS로 LLC 계층에대해투명성을유지하면서이동이가능 하다. IEEE 802.11 구조를기존의 802.x 계열의 LAN과접속하기위해 Portal이라고불리 는요소를도입하고있다. Portal은 IEEE 802.11 LAN이아닌시스템으로부터발생 한 MSDU (MAC service data unit가 802.11 DS로진입하는논리적인지점으로기 존의유선 LAN과 IEEE 802.11 LAN 구조간의논리적인통합을위한것이다. 이상과같이다양한요소들을여러가지형태로결합하여하나의기간구조를갖는 망을구축할수있으며, 이것을 infrastructure 망이라고부른다. 이것은 DS로직접 접근이불가능하고하나의 BSS 내에있는단말들이독립적으로직접통신이이루 어지는 ad-hoc 형태의망구성을제공하는 IBSS 와대별된다. 나. 논리적서비스인터패이스 IEEE 802.11은 DS 구현에대해서는구체적으로규정하지않는대신서비스를규 정하고있다. 이서비스들은각망구성요소에대해규정하고있으며크게스테이 션서비스 (station service: SS) 와분산시스템서비스 (distribution system dervice: DSS) 로구분할수있다. 이구분은 MAC 부계층에서사용되는개념이다. - 189 -
스테이션서비스는 AP를포함한모든단말에의해제공되는서비스로 MAC 부계층 엔터티에서사용할수있도록규정하고있다. 스테이션서비스는다음과같다. 인증 (authentication) 인증무효 (deauthentication) 비밀 (privacy) MSDU 전달 (delivery) 인증은어떤 STA가인증된여러 STA 로부터인증을받는절차이고, 인증무효는반 대로이미존재하는인증관계를무효화하는것이다. 비밀은목표 STA외에다른 STA 들이메시지를도청할수없도록하는일종의암호화서비스이고, MSDU 전달 은 STA 간의 MSDU 전송에관련한서비스들을말한다. 분산시스템서비스 서비스들을포함한다. 결합 (association) 결합무효 (disassociation) 분산 (distribution) 통합 (integration) 재결합 (reassociation) (DSS) 는분산시스템에의해제공되는서비스로다음과같은 결합은인증을완료한 STA가 AP에등록하여 DSS를이용가능하게하는서비스이 고, 결합무효는반대로이미존재하는결합관계를무효화한다. 재결합은어떤 AP 에등록되어있던 STA가다른 AP 에등록하고자할때이용되는서비스이다. 분산 은 DS 내부에서 MSDU 전송을위한것이고, 통합은 DS와비 IEEE 802.11 LAN 상 호간의 MSDU 전송을위한서비스이다. - 190 -
3. 프레임구조및형식 IEEE 802.11 의프레임유형은크게데이터프레임(data frame), 제어프레임 (control frame), 관리프레임(management frame) 으로구분되며, 각유형은세부 적으로다시부유형(subtype) 으로구분된다. 그리고프레임형식은일반적으로그 림 5-3 과같이프레임제어, 지속시간, 주소, 시퀀스제어정보등을포함하는 MAC 헤더, 프레임형태에따른정보를저장하는프레임몸체, 그리고 IEEE 32-bit CRC (cyclic redundancy code) 를저장하는 FCS 등 3 개의영역으로구성된다. < 그림 4-3> MAC 프레임형식 가. 프레임필드 1) 프레임제어필드 (frame control field) 프레임제어필드의구성은 < 그림 4-4> 와같이여러필드로구성된다. 가정먼저 출현하는 Protocol Version 것이다. Type, Subtype 필드는규격이개정되었을때규격들간의구별을위한 필드는프레임들의유형및부유형들을구별하기위한것 이며, 이들의조합에따른유형을정리하면 < 표 4-1> 과같다. To DS 필드로부터 Order 필드까지는 1- 비트로표시되며그기능은다음과같다. To DS 필드가 1로설정되면 DS 로들어가는프레임을나타내고, From DS 필드가 1로되면 DS 로부터나오는프레임을나타낸다. 통일 MSDU의프레임이계속될때 는 More Frag 필드를 1 로, 재전송되는프레임의경우에는 Retry 필드를 1로설정 해준다. 한편, STA가전력절약모드에있을때에는전송하는프레임의 Pwr Mgt 필드를 1 로, 그리고 STA가계속보낼데이터가있을때에 More Data 필드를 1로 설정한다. 그리고, Frame Body 필드가 WEP (wired equivalent privacy) 알고리듬 에의해처리되었을때에 WEP 필드를 1 로, 프레임전송이순서대로이루어질때 Order 필드를 1 로설정한다. - 191 -
< 그림 4-4> MAC 프레임형식과프레임제어필드 2) Duration/ID field Duration/ID 필드는 16 비트의필드로서, 각프레임의예상전송시간을나타낸다. 단 Subtype이 PowerSave (PS) Poll인제어프레임의경우에는 2 MBS (most significant bits) 를 1 로설정하고, 14 LSB (least significant bits) 에프레임을전송 하는단말의 Association Identity (AID) 를포함한다 ( 이경우 AID 값의범위는 1-2007 임). 프레임을수신하는 STA들은자신의 NAV (network allocation vector) 를 duration/id 의값으로재설정하게된다. 이필드의용도에따른부호화방식은 < 표 4-2 와같다. < 표 4-2> 에서보듯이 CFP (contention free period) 에서사용되 는프레임에서는 duration/id 필드가 32768로고정되어있으며I STA들은이를통 해현재매체가 CP (Contention Period) 가아닌 CFP (Contention Free Period) 임 을알게된다. 3) Address Field IEEE 802.11 프레임형식에는 4개의 Address Field 가존재한다. 프레임전송시에 는 BSS을구별하는 BSSID 필드, DA (Destination Address) 필드, SA (Source Address) 필드, RA (Receiver Address) 필드, TA (Transmitter Address) 필드동 의조합을 4개의 Address Field 에넣어서사용한다. - 192 -
Type value b3 b2 < 표4-1>Type/subtype의조합에따른프레임유형 Type description Subtype value b7 b6 b5 b4 Subtype description 00 Management 0000 Association request 00 Management 0001 Association response 00 Management 0010 Reassociation request 00 Management 0011 Reassociation response 00 Management 0100 Probe request 00 Management 0101 Probe response 00 Management 0110~0111 Reserved 00 Management 1000 Beacon 00 Management 1001 Announcement traffic Indication message (ATIM) 00 Management 1010 Disassociation 00 Management 1011 Authentication 00 Management 1100 Deauthentication 00 Management 1101-1111 Reserved 01 Control 0000-1001 Reserved 01 Control 1010 Power Save (PS)-Poll 01 Control 1011 Request To Send (RTS) 01 Control 1100 Clear To Send (CTS) 01 Control 1101 Acknowledgment (ACK) 01 Control 1110 Contention Free (CF)-End 01 Control 1111 CF-End + CF-Ack 10 Data 0000 Data 10 Data 0001 Data + CF-Ack 10 Data 0010 Data + CF-Poll 10 Data 0011 Data + CF-Ack + CF-Poll 10 Data 0100 Null function (no data) 10 Data 0101 CF-Ack (no data) 10 Data 0110 CF-Poll (no data) 10 Data 0111 CF-Ack + CF-Poll (no data) 10 Data 1000-1111 Reserved 11 Reserved 0000-1111 Reserved - 193 -
< 표 4-2> Duration/lD 필드부호화 4) Sequence Control Field Sequence Control Field 는 < 그림 4-5> 와같이 MSDU (MAC service data unit), MMPDU (MAC management protocol data Unit) 의순서를알려주는 Fragment Number와 MSDU, MMPDU의순서를지정하는 Sequence Number 필드로구성되 어있다. < 그림 4-5> Sequence Control 필드 5) Frame Body Field Frame Body 필드는가변길이로각프레임유형에따른정보를포함하는페이로 드영역이다. 한예로관리프레임중의하나인 Association Request 프레임의예 를든다면, < 그림 4-3> 의 Frame Body 부분에 < 표 4 6> 의내용들이들어가게된 다. - 194 -
6) FCS (Frame Check Sequence) field FCS field는 32-bit CRC (Cyclic Redundancy Code) 를기록하는필드이고, FCS는 MAC 헤더의모든필드와 Frame Body 필드에걸쳐서계산된다. 이때사용되는생 성다항식은다음과같다. 나. 프레임유형에따른형식 1) 제어프레임 가) Request To Send (RTS) 프레임 매체접근에성공한단말이채널을예약하기위해사용하는프레임이다. < 그림 4-6> 과같이채널예약시간을나타내는 Duration과 RA (Receiver Address), TA (Transmitter Address) 등의필드를가진다. < 그림 4-6> RTS 프레임의형식 나) Clear To Send (CTS) 프레임 CTS 프레임은 RTS 프레임에대한응답으로사용되는프레임으로 RA 필드에는수 신된 RTS 프레임의 TA 주소가기입된다 (< 그림 4-7> 참조). < 그림 4-7> CTS 프레임의형식 - 195 -
다) Acknowledgment (ACK) 프레임 Data, Management, PS-Poll 프레임의응답으로사용되며, 형식은 CTS 프레임과 동일하다. 라) Power-Save Poll (PS-Poll) 프레임 Polling을위해사용되며 AID (association identifier) 는 association 과정에서 AP에 의해할당되는파라미터이다 (< 그림 4-8>). < 그림 4-8> PS-Poll 프레임 마) CF-End 프레임 PC (Point Coordinator) 가 사용하며 Duration 필드는 0 으로정해진다. CFP (Contention Free Period) 의종료를알리기위해 < 그림 4-9> CF-End 프레임 바) CF-End + CF-Ack 프레임 PC (Point Coordinator) 가 CF-End 프레임과 ACK 를함께보내는데사용하며, Duration 필드는 0 으로정해진다. - 196 -
< 그림 4-10> CF-End + CF-Ack 프레임 2) 데이터프레임 데이터프레임의형식은 < 그림 4-11> 과같이부유형(subtype) 과관계없이고정되 어있다. 데이터프레임의 Address 필드의내용은 Frame Control 필드에포함되어 있는 To DS, From DS 비트에따라달라지며, 이를정리하면 < 표 4-3> 과같다. (To DS, Frome DS) 가 (0,0) 일때의데이터프레임은통일한 1855 안에서전송되 며, (0,1) 인경우는데이터프레임의목적지가 DS 를향하는것이고, (1,0) 인경우는 반대로데이터프레임이 DS 를빠져나가는경우이다. 마지막으로 (To DS, Frame OS) 가 (1,1) 인경우는어떤 AP에서다른 AP로 Wireless Distribution System (WDS) 프레임이전송되는경우이다. 이경우의 Address 필드의예를나타내면 < 그림 4-12> 와같다. < 그림 4-11> 데이터프레임 < 표 4-3> Address 필드의내용 To OS From OS Address 1 Address 2 Address 3 Address 4 0 0 DA SA BSSID N/A 0 1 DA BSSID SA N/A 1 0 BSSID SA DA N/A 1 1 RA TA DA SA - 197 -
< 그림 4-12> To DS = 1, From DS = 1 인경우의 Address 필드의구성예 3) 관리프레임 (management frame) 관리프레임의형식은 < 그림 4-13> 과같이부유형(subtype) 과관계없이고정되어 있으며, Frame Body 필드만이부유형(subtype) 에따라변화한다. < 그림 4-13> 관리프레임형식 가) 비이콘(beacon) 프레임 비이콘프레임은 BSS, IBSS의각종정보들을주위의단말들에게알리기위해사용 되며, Frame Body 는 < 표 4-4> 와같다. Order < 표 4-4> Beacon Frame Body Information 1 Timestamp 2 Beacon interval 3 Capability information 4 SSID 5 Supported rates 6 FH Parameter Set 7 DS Parameter Set 8 CF Parameter Set 9 IBSS Parameter Set 10 TIM - 198 -
나) Announcement Traffic Indication Message (ATlM) 프레임 IBSS 에서전력절약상태의단말에게전송정보를알리기위해사용한다. 다) Disassociation 프레임 AP와 STA 간의연결(association) 을해제할경우에사용되며 Frame Body 는 < 표 4-5> 와같다. Order < 표 4-5> Disassociation frame body Information 1 Reason code 라) Association Request 프레임 AP와연결절차를원하는 STA 가사용하며, Frame Body 는 < 표 4-6> 과같다. < 표 4-6> Association Request frame body Order Information 1 Capability information 2 Listen interval 3 SIDC 4 Supported rates 마) Association Response 프레임 STA가보낸 Association Request 프레임을수신한 AP가 STA에게전송하는프레 임이며, frame body 는 < 표 4-7> 과같다. < 표 4-7> Association Response frame body Order Information 1 Capability information 2 Status code 3 Association ID (AID) 4 Supported rates - 199 -
바) Reassociation Request 프레임 STA가현재 BSS에서다른 BSS로이동하거나현재 AP와의연결과정에서결정된 파라미터들의변경을원할때 AP 에게전송하는프레임이며, frame body 는 < 표 4-8> 과같다. Order < 표 4-8> Reassociation Request frame body Information 1 Capability information 2 Listen interval 3 Current AP address 4 SSID 5 Supported rates 사) Reassociation Response 프레임 STA가보낸 Reassociation Request 프레임을수신한 AP가 STA에게전송하는프 레임이며, frame body 는 < 표 4-9> 와같다. < 표 4-9> Reassociation Response frame body Order Information 1 Capability information 2 Status code 3 Association ID (AID) 4 Supported rates 아) Probe Request 프레임 STA가주변에존재하는 BSS 또는 IBSS의정보를획득하기위한절차로 scanning 을사용하는데, 그중 active scanning을위해사용하며 frame body 는 < 표 4-10> 과같다. Order < 표 4-10> Probe Request frame body Information 1 SSID 2 Supported rates - 200 -
자) Probe Response 프레임 Probe Request에대한응답으로사용되고 BSS또는 IBSS에대한각종정보들을 전송하며I frame body 는 < 표 4-11> 과같다. Order < 표 4-11> Probe Response frame body Information 1 Timestamp 2 Beacon interval 3 Capability information 4 SSID 5 Supported rates 6 FH Parameter Set 7 DS Parameter Set 8 CF Parameter Set 9 IBSS Parameter Set 차) Authentication 프레임 STA 간에신원(identity) 을인증하기위해사용되며I frame body 는 < 표 4-12> 와 같다. Order < 표 4-12> Authentication frame body Information 1 Authentication algorithm number 2 Authentication transaction sequence number 3 Status code 4 Challenge text 카) Deauthentication 프레임 현재유지되고있는인증(authentication) 의종료에대한통보의의미로사용되며, frame body 는 < 표 4-13> 과같다. Order < 표 4-13> Deauthentication frame body Information 1 Reason code - 201 -
4. IEEE 802.11 의매체접근제어부계층 가. 매체접근제어 (Medium Access Control: MAC) 구조 IEEE 802.11의 MAC 계층은 < 그림 4-14> 에서보는바와같이경쟁방식의 DCF를 기반으로하며, 비경쟁방식의 PCF 를첨가한형태이다. < 그림 4-14> IEEE 802:11의 MAC 구조 1) Distributed Coordination Function (DCF) DCF는 IEEE 802.11 MAC 의기본적인매체접근방식으로서, CSMA/CA 방식을따 른다. IBSS 또는 infrastructure 네트워크구조에서적용될수있도록모든단말에 서이방식을구현하게된다. 단말은전송하기전에다른단말이전송하고있는지를결정하기위해우선채널을 감지하고, 불규칙하게설정한 backoff 시간에서채널이비어있는시간만큼줄이면 서계속채널을감지한다. backoff 시간이 0이될때까지채널이비어있으면전송 을시작하게되고, 그렇지않으면현재의전송이끝난이후의경쟁구간에서남아있 는 backoff 시간을이용하여전송을시도하게된다. 위의 backoff 과정을통하여채널획득에성공한단말은 RTS, CTS의짧은제어 프레임을교환하여은닉단말(hidden terminal) 문제를해결하게된다. - 202 -
2) Point Coordination Function (PCF) PCF는 IEEE 802.11 MAC의부가적인매체접근방식으로 infrastructure 망구조에 서만적용이가능하다. 이방식은 BSS의 AP에서동작하는 point coordinator (PC) 가단말의전송순서를결정하는 polling 기법을사용한다. PCF는접근우선권기 법 (access priority mechanism) 에기반을둔가상적인반송파감지(carrier sensing) 방식을사용한다. 즉, PCF는단말에대해 NAV (network allocation vector) 를설정하여매체접근을제어하기위해 Beacon 관리프레임을통해정보를 알린다. 또 DCF를통해전송되는프레임의 IFS (interframe space) 보다짧은 IFS 를사용함으로써 다. DCF를사용하는단말보다매체접속의우선권을갖도록하고있 3) DCF와 PCF의공존 동일한 BSS에서 DCF와 PCF가동시에동작할수있도록함으로써 DCF와 PCF가 함께사용될수있다. PC가 BSS 에서동작할경우, 비경쟁구간 (Contention-free Period: CFP) 방식후에다시경쟁구간 하여, 두가지방식이서로교대로사용되는방법이적용된다. (Contention Period: CP) 이사용되도록 4) Fragmentation MSDU (MAC service data unit) 또는 MMPDU (MAC management protocol data unit) 를더작은길이의 MAC 계층프레임으로분할하는과정을 framentation이라고 하며, 수신단에서의이에대한역과정을 defragmentation 이라고부른다. MSDU와 MMPDU 를분할하는이유는프레임의길이가긴경우무선채널의특성에의해수 신신뢰도가떨어지게되므로짧은길이로분할하여성공적으로전송될확률을증 가시켜신뢰도를향상시키기위한것이다. Unicast receiver address를갖는 MPDU 만 fragmentation 을적용하고, broadcast/multicast 프레임의경우에는적용하지않 는다. - 203 -
LLC 계층으로전달된 MSDU 또는 MLME (MAC sublayer management entity) 로부 터수신된 MMPDU 의길이가정해진임계값(aFragmentationThreshold) 보다클경 우에 fragmentation 이적용된다. 이때 MSDU 또는 MMPDU는 MPDU 로분할되며, 각분할된 MPDU의길이는 afragmentationthreshold 보다짧아야한다.< 그림 4-15> 는 Fragmentation 과정을예시한것이다. Fragmentation 과정에의해생성된 MPDU 는개별적으로전송되고, 각각별도로확 인응답이이루어지며, 충돌로인한재전송도 MPDU 단위로수행된다. < 그림 4-15> Fragmentation의예 나. DCF (Distributed Coordination Function) DCF는 IEEE 802.11의기본적인매체접근방식으로 CSMA/CA 프로토콜과불규칙 backoff 시간을이용하여단말간에매체를공유한다. CSMA/CA 프로토콜을통해 유휴채널이발생하기를기다리고있다가동시에전송을시도하는단말간의충돌 확률을감소시키며, 이때 random backoff 절차가적용하게된다. Carrier Sense 방식으로 PHY 에서제공하는물리적(physical) 기법과 NAV (Network Allocation Vector) 를이용하는가상(virtual) 기법을사용하며, 매체접근에대한우선순위를 설정하기위해 IFS 를사용한다. 가상반송파감지 (virtual carrier sense) 기법은채 널에대한예약정보를알리는방식으로, 실제데이터를전송하기전에미리 RTS 와 CTS 를교환하여채널의예약을알리는것이그한예이다. RTS와 CTS 프레임 은매체가실제데이터를전송하기위해예약된시간의길이를정의하는 Duration/ID 필드를포함한다. 매체의예약상태를알리는또다른방식은전달되는 프레임나에있는 Duration/ID 필드를사용하는것이다. 이필드를통해매체가특 정구간까지예약되어있음을통보할수있다. RTS와 CTS의사용을통한가상반 송파감지기법에의해은닉단말문제를해결할뿐만아니라, RTS와 CTS를교환 하여충돌로인한전송경로의손실을즉각적으로확인할수있다. 즉 RTS를전송 한단말이 CTS 를감지하지못할경우, 해당단말은이짧은길이의 RTS-CTS 교 환절차를반복함으로써직접데이터를전송한후에 성을확인하는경우에비해더효율적인경로확인이가능하다. ACK를기다려서경로의신뢰 - 204 -
1) Carrier sense 기법 물리적반송파감지절차는 PHY가제공하며이에대한자세한내용은 802.11 PHY 규격을참조할수있다. 가상반송파감지절차는 MAC 계층이제공하며 NAV 를사용한다. NAV는각 STA (station) 에존재하는일종의카운터로프레임에포함 된 Duration 가지고있다. 필드를참조하여언제채널이유휴상태가될것인가에대한정보를 2) IFS (Interframe Space) 프레엄간의시간간격을 IFS 라고하며, 무선매체접근에대한우선순위를제공하 기위해 SIFS 6), PIFS 7), DIF 8), EIFS 9) 로정의된 4개의다른 IFS 가존재한다. 각 IFS 사이의관계는 < 그림 4-16> 과같다. 가장짧은 IFS인 SIFS는 ACK, CTS 프레임, 연속되는분열프레임, 그리고 CFP (Contention Free Period) 에서의프레임등에사용된다. PIFS는오직 CFP의시작 부분에서 PCF 하에서작동하고, 매체접근에대한우선권을가지려는 STA에의해서 만사용된다. DIFS는 DCF 하에서작동하면서, MPDU와 MMPDU를전송하려는 STA 에의해사용된다. EIFS는 MAC프레임이정확한 FCS (Frame Check Sequence) 값을가지고전송되지않았음을 PHY가알렸을때 DCF 하에서사용된다. 6) SIFS (Short Interframe Space) 7) PIFS (PCF Interframe Space) 8) DIFS (DCF Interframe Space) 9) EIFS (Extended Interframe Space) - 205 -
< 그림 4-16> IFS 사이의관계 3) Random backoff time MPDU나 MMPDU를전송하려는 STA는매체의상태를결정하기위해반송파감지 절차 (carrier sense mechanism) 를사용한다. 만약마지막프레임의전송이끝난 뒤 DIFS 동안매체가유휴상태가되면 STA들은바로매체에접근하는것이아니 라불규칙한 backoff 시간을발생시킨뒤그시간동안매체에대한접근을연기하 게된다. 이것은마지막프레임의전송이끝난직후매체에접근하려는 STA들간 의충돌가능성을줄이기위한것이다. 'backoff 시간 = random() x aslottime' 식 에의해불규칙한 backoff 시간을발생시킨다. 여기서 random() 은 0부터 CW (Contention Window) 구간에서균일한분포를가지고선택한정수값이다. CW는 초기치 CWmin로부터매체접근시에 STA간에충돌이발생하면지수적으로증가하 게된다. 그리고최대치 CWmax 에도달하면증가를멈추게된다. 이과정을예를 들면 < 그림 4-17> 과같다. - 206 -
< 그림 4-17> 경쟁창 (Contention Window) 이지수적으로증가하는예 4) DCF 접근절차 DCF 하에서동작하는 STA 는 < 그림 4-18> 에서보는바와같이통신상태가끝나 고 DIFS 동안매체가유휴상태이면불규칙 backoff 시간을발생시켜매체에대한 접근을연기한다. 매체에대한접근을연기한 STA는매체의상태를확인하면서동 시에자신의불규칙 backoff 시간을감소시켜나간다. 만약어떤 STA의 backoff 시간이 0이될때까지매체가유휴상태이면그 STA 는매체에접근하게되고, 0이 되기전에매체를다른 STA가사용하게되면 backoff 시간을줄이는것을멈추고 다음 DIFS 후에남아있는 backoff 시간을사용한다. 따라서이 STA는처음불규칙 backoff 시간을생성한 STA보다더작은 backoff 시간을가지게될확률이높으므 로매체에접근할가능성또한높다. < 그림 4-19> 에서이 backoff 절차의예를보 이고있다. - 207 -
< 그림 4-18> DCF의기본접근방법 < 그림 4-19> Backoff 절차의예 5) RTS/CTS 프레임과 NAV 가장짧은불규칙 backoff 시간을생성한 STA는매체접근에성공하게되고먼저 RTS (Ready To Send) 프레임을전송한다. RTS 프레임에는데이터를전송하고자 하는송신 STA의주소와 NAV 설정에사용되는 Duration 필드가포함되어있다. RTS 프레임을수신한 STA 중에수신 STA는 RTS 프레임에대한 ACK(Acknowledgement) 로서 CTS (Clear To Send) 프레임을전송하고, 나머지 STA는자신의 NAV를 RTS 프레임에포함된 Duration 필드의값으로설정한뒤 NAV 를줄여나가면서매체접근을연기한다. RTS/CTS 프레임의전송이끝나면송 신 STA는데이터전송을시작하게되고수신 STA는 ACK 프레임을전송한다. 모 든프레임에는 Duration 필드가포함되어있고, STA는현재 NAV보다더큰 Duration 필드를수신할경우에만 NAV 를갱신한다. NAV가 0이되면 STA들은매체 가유휴상태라고판단하고 DIFS 동안기다린뒤자신의 backoff 시간을줄여나 가면서매체접근을시도한다.< 그림 4-20> 은이과정의예를보인것이다. - 208 -
< 그림 4-20> RTS/CTS/data/ACK 와 NAV설정 다. PCF (Point Coordination Function) PCF는비경쟁프레임전송을제공하며I PC (Point Coordinator) 의역할은 AP (Access Point) 가맡아서한다. PCF는 DCF를기반으로하고있으므로모든 STA 는 PCF 의매체접근방법을따르며, CFP (Contention Free Period) 초기단계에 STA들은 NAV 를일정한값으로설정한다. CF-Poll이가능한 STA는 PC로부터 Poll 을받을때만 piggyback 방식으로데이터를전송하며, CF-Poll이불가능한 STA는 DCF 에서사용하던방식으로데이터를전송한다. 1) CFP (Contention Free Period) 구조 < 그림 4-21> 과같이 CFP (Contention Free Period) 와 CP (Contention Period) 는 번갈아가면서반복되며, CP에서통신중인매체때문에 CFP 가짧아질수도있다. CFP 의시작을알리는표지(beacon) 프레임이 PC 에의해전송되고, 표지프레임 안에는 CFP의최대길이를나타내는 CFPMaxDuration 같은파라미터가포함되어 있다. - 209 -
< 그림 4-21> DCF와 PCF프레임의구조 2) PCF 접근절차 PC는 DCF를따르는 STA보다더짧은 IFS동안을기다린뒤매체에접근을시도함 으로써 CFP 의사작시매체접근에성공한다. PC는즉시표지프레임을전송하여 CFP가시작되었음을알리고 STA들은 NAV를 CFPMaxDuration으로설정한뒤 PC 로부터 Poll 을받기전까지는매체에접근하지않는다. 3) PCF 전송절차 < 그림 4-22> 와같이 PIPS만큼기다린후매체접근에성공한 PC는표지프레임을 전송한뒤 SIFS 동안기다린후 STA1에게데이터와 Poll을 piggyback 방식으로전 송한다. PC로부터프레임을전송받은 STA1은 U1과 D1에대한 ACK 를보낸다. 이 런방식으로 PC와 STA들간에교신이이루어지며더이상전송할프레임이없거나 poll을줄 STA가없을때 PC는 CF-End 프레임을전송하여 CFP를끝내고 CP를 시작한다. - 210 -
< 그림 4-22> PCF frame 전송 5. 802.11 의물리계층 IEEE 802.11 의물리계층은무선전파를이용한주파수도약대역확산 (FHSS) 방식 과직접수열대역확산 (DSSS) 방식, 광을이용한적외선방식등 3가지의전송기 술을사용하여 1 Mbps 또는 2 Mbps 의전송률을지원한다. 적외선을이용한방식 은 4-PPM 10) 이, 16-PPM 방식으로각각 1, 2 Mbps로전송하는데물리적인포괄 범위가좁기때문에특별한경우를제외하고는널리쓰이지않는다. 적외선방식은 주로 LOS (line of sight) 가제공되는짧은거리에서가격이큰결정요소로작용하 는환경에서주로사용된다. 이절에서는적외선방식을제외한무선전파방식에 대해설명한다. 가. IEEE 802.11의물리계층참조모델 < 그림 4-23> 에서보는바와같이물리계층 (PHY layer) 은 PMD 부계층과 PLCP 부계층으로구성된다. PMD 부계층은물리계층에서사용되는무선매체의전송방 식에따른특성을처리하며, 변조방식과부호화등과같은데이터송수신방식에 대해서정의한다. PLCP 부계층은 MAC 부계층의 MPDU를 PMD 부계층에적합한 데이터형식으로대응시키는방식을규정하며, 또 MAC 부계층을위한부반송파감 지기능을수행한다. 물리계층관리는다른링크상태에적용하고물리계층의 MIB (management information base) 를관리하는기능을수행한다. 10) 4-PPM: 4-level pulse position modulation - 211 -
< 그림 4-23> IEEE 802.11의물리계층참조모델 나. 패킷형식 전송데이터는 MAC 부계층에서프레임이라고부르는데이터패킷으로분할한후, PLCP 부계층에서각패킷의시작부에 PLCP preamble과 PLCP header를첨가한 다. 수신단말기에서는 PLCP preamble에서동기를포착한후에 PLCP header를 통해데이터전송률 (1 Mbps 또는 2 Mbps), 패킷의길이등과같은정보를얻는 다. PLCP preamble과 header는 1 Mbps 전송률로전송하도록규정하고있다. 이 에따라저속단말기는 2 Mbps로전송하는단말기와상호호환이가능하고전력 소모가많은채널균등화기를사용하지않고도 PLCP preamble과 header을복호화 할수있다. < 그림 4-24> 와 < 그림 4-25> 는각각 DSSS 방식의 PLCP 패킷및 FHSS 방식의 PLCP 패킷형식을나타내고있다. - 212 -
< 그림 4-24> DSSS 방식의 PLCP 패킷형식 < 그림 4-25> FHSS 방식의 PLCP 패킷의형식 다. DSSS 방식의물리계층 DSSS 방식의물리계층은 1 Mbps 또는 2 Mbps 의전송률을지원하며, 전송률에 따라각각 DBPSK (Differential BPSK) 와 DQPSK (Differential QPSK) 변조방식을 사용한다. 즉심볼전송률은 1 Msymbol/sec 이며, 각섬볼은 11 개칩(chip) 으로구 성된 PN (pesudorandom noise) 부호에의해확산되므로칩률은 11 Mchip/sec가 된다. IEEE 802.11 무선 LAN에서는 CDMA (Code Division Multiplex Access) 와 달리단하나의확산코드만을사용한다. - 213 -
PN 부호로 Barker 부호를사용하는데그이유는우선자기상관특성이좋고길이 가짧아빠른시간내에동기포착이가능하기때문이다. 또압력심볼의극성과 지연시간에상관없이스펙트럼의부엽(Sidelobe) 의크기가 1보다작기때문에부엽 에의한신호전력손실이작은것도장점이다. 칩률이 11 Mchip/sec이므로한칩 의주기는 90.9 ns 가되어채널의확산지연 (delay spread) 시간이 90.9 ns보다 작은경우다중경로에의해문제가될수있다. 따라서이아같은다중경로문제 에대응하기위해다중안테나 (antenna diversity) 를적용할필요가있다. 11 Mchip/sec의칩률로전송하기위해서는보호대역포함최소 22 MHz의대역이 필요하다. 2.4-2.4835 GHz의 ISM 대역11) 에서최대 4개채널을사용할수있지만대 역중심사이의간격을 30 MHz로권고하고있어실제 3개채널을동시에사용할수 있다. < 그림 4-26> IEEE 802.11에서전송률에따라사용하는확산코드를나타내고있 다. 11) ISM 대역 : Industry, Science and Medical Band - 214 -
< 그림 4-26> IEEE 802.11 에서전송률에따라사용하는확산코드. (a) 1 Mbps, (b) 2 Mbps. 사용된변조방식과고속전송을위한확장여부는 < 그림 4-27> 과같은 DSSS PLCP header의 signal 필드를통해확인한다. PLCP preamble의프레임구별자 (frame delimiter) 는패킷의동기를포착한후데이터패킷의시작을알리는역할 을한다. 한편 MPDU Length 필드는 MPDU 의길이를통보하며, Header Error Check은 PLCP header에있는 3개의필드를보호하기위한 CRC 비트에해당한 다. < 그림 4-27> DSSS 방식의프레임구조 - 215 -
라. FHSS 방식의물리계층 최대전송률이 1, 2, 3 Mbps 인경우변조방식은각각 2 진, 4진및 8진 GFSK 변 조방식을사용한다. FHSS 방식의시스템에서 AP는각단말에게주파수대역의채 널에서사용하는도약(hop) 패턴을할당한다. 전체도약하는대역은각국별로약간 씩의차이가있다. 북미와유럽의경우 2402-2480 MHz 대역에서채널간격 1 MHz인 79 개의주파수채널을사용하며, 일본의경우 2402-2478 MHz 대역에 서 1 MHz 대역의 23 개의채널을사용하여도약을한다. 한주파수채널에서머무 르는시간을나타내는유지시간(dwell time) 은제조업체및각국의전파규정에따 라다른데, 초기에는 400 ms (2.5 hop/see) 로상당히길었지만최근에는 128, 64, 6.25 ms 정도까지짧아지고있다. FSK 방식은이미검증된방식으로저가격에구현이가능하다. 또주어진범위에서 처리량 (throughput) 의감소없이동일지역에서최대 15개의 FHSS 망이동시에동 작할수있다. IEEE 802.11 규격에서는 78 개의도약패턴을규정하고있으며, 이를 각각 26 개로이루어진 3개묶음으로나누어동일한구역에서는같은부류에속한 패턴만을사용하도록규정하고있다. 동일한묶음에속한패턴은서로오랫동안충 돌이발생하지않도록분류하고있다. 도약패턴은협대역간섭신호의영향을감소 시키기위해계속되는주파수사이를멀리띄워놓고있는데, 최소 6 MHz 이상분리되어있다12). 북미와유럽의경우 마. DSSS 방식과 FHSS 방식의비교 DSSS 방식과 FHSS 방식은피크대역폭, 전체처리량, 구현비용, 잡음에대한성 능, 포괄영역동에서서로다른특성을가진다. 12) 도약채널의수는북미및대부분의유럽에서는 79 개, 프랑스 35 개, 스페인 27개일본 23 개등나라별로다르며, 이에따라도약패턴도달라진다. - 216 -
IEEE 802.11 규격에서는 DSSS 방식의경우 1개의확산코드를사용하므로 2.4 GHz 대역에서최대 3 개망이공존할수있다. 반면에 FHSS 방식에서는서로다 른도약패턴을사용할수있으므로실험에의하면 15 개의망이공존할수있다. 통 일한전력으로전송할때 FHSS 시스템은 지만 HR/DSSS 14) 와는거의비슷한포괄범위를가진다. 간섭신호에대한저항력은 동작하지않지만 FHSS DSSS LR/DSSS 13) 에에비해서는포괄범위가좁 방식의경우일정수준이상의간섭에대해서는 방식은그대역에머무르는동안만간섭의영향을받게된 다. 특히간섭신호원이가까이위치한경우 DSSS 방식은원근문제(near/far problem) 가발생한다. 다중경로채널인경우 DSSS 방식은 FHSS 방식에비해심볼길이가짧기때문에 더크게영향을받으며, 데이터전송률이증가할수록그영향은커진다. 처리량면에서보면 DSSS 방식은연속적으로데이터를전송하는반면, FHSS 방식 은매주파수채널마다주파수동기를새로포착해야한다. 따라서 DSSS 방식이 FHSS 방식에비해동일한전송률인경우더높은처리량을나타낸다. 또다중셀 을고려할때 DSSS 방식이주파수재사용률이훨씬크기때문에전체적인처리량 은 DSSS 방식이 FHSS 방식에비해크다. 다른셀로이동할때 DSSS 방식은새로운 AP를선택하기위해이동하는순간부터 스캐닝을시작한다. 반면에 FHSS 방식은처음전송을시작할때모든주파수를스 캐닝하므로인접 AP에서사용할수있는도약패턴을기억하고있다가로밍시에 바로사용하므로로밍이빠르게수행된다. 시스템의복잡도면에서보면 FHSS 방식수신기의경우확산신호로부터원신호를 복구하기가 DSSS 방식에비해더수월하기때문에 FHSS 방식의시스템이간단하 다. 또 FHSS 방식은전송신호의진폭이아닌주파수에정보를실어서보내므로진 폭왜곡에둔감하여저가격의비선형증폭기를사용할수있다. 내에서포괄범위는개방사무실공간의경우반경 그러나허용전력 60m에이르지만데이터전송률 이낮고, 4GFSK의경우가격이높아지기때문에점차 DSSS 방식의비율이점차 높아지고있다. 정리하면 DSSS 방식은데이터의신뢰성, 잡음에대한성능, 피크데이터율등이 중요시되는환경에적합하며, FHSS 방식은저가격이요구되는환경에적합하다. < 표 4-14> 는 DSSS 방식과 FHSS 방식의특정을정리한것이다. 13) LR/DSSS(Low Rate/DSSS): 1 또는 2 Mbps 전송률을지원하는 DSSS 방식 14) HR/DSSS(High Rate/DSSS) :5.5 또는 11 Mbps를지원하는 DSSS 방식 - 217 -
< 표 4-14> DSSS 방식과 FHSS 방식의비교 DSSS (1, 2 Mbps) DSSS (5.5, 11 Mbps) FHSS Collocation 3 3 ~15 Coverage 매우양호양호양호 Near/far problem 존재존재없음 Multipath sensitivity 민감매우민감둔감 Max. rate 2 Mbps 11 Mbps 3 Mbps Throughput 1.8 Mbps 5.8 Mbps 2.1 Mbps Roaming 느림느림매우빠름 Implementation cost 고비용고비용저비용 Robustness to noise 강함강함약함 제 2 절 IEEE 802.11b IEEE 802.11 TGb에서제시한 2.4 GHz 대역의물리계층규격은 11 Mbps의데이 터전송률을지원하는것을목표로하며, 기존의 1Mbps/2Mbps 전송률을지원하는 DSSS 방식의 IEEE 802.11 물리계층을확장한것이다. 이방식은 11 Mbps 뿐만 아니라 5.5 Mbps, 2 Mbps, 그리고 1 Mbps의하급규격전송률을지원하도록되어 있다. 이방식의핵심은 CCK (Complementary Code Keying) 라는변조기법으로 물리계층규격을이해하기위해먼저이방식에대한기본원리를살펴보도록한다. 1. Complementary Code Keying (CCK) 변조기법 CCK 기법은 11 Mbps로전송하기위해 DQPSK 변조방식에서 8칩의확산부호를 적용한방식으로, 이확산부호는보부호(complementary code) 에기반을두고있 다. 칩전송률은기존의 IEEE 802.11의물리계층에서적용하던 DSSS 방식과동일 한 11 Mcps이며I 심볼구간은 8 개의복소칩에해당한다. CCK에서사용되는 8개 복소칩의확산부호는수열 {+1, +1, +1, -1, +1, +1, -1, -1} 로부터생성된코 드중에서상호직교적인부호들의부분집합에해당한다. 이러한 CCK 부호열의 complementary 특성을유지하기위해다음과같이위상성분을추가한다. - 218 -
여기서각위상이갖는값은 0, π/2, π, 3π/2 중의하나로서, 이위상값은일반화 된 Hadamard 부호화를기초로정해진것이다. 즉, 길이가 N인코드에대해 (N=2 n ), 처음위상에다른코드의위상을더하고두번째위상에는모든홀수번째 코드위상을더하는형태로( 세번째와네번째위상도마찬가지로) (n+1) 개의다 른위상을 2 n 개의다른출력위상으로부호화한다. 예를들어길이가 8인코드는 다음과같이생성시킨다. 첫번째위상 φ 1 은 0, π/2, π, 3π/2 중의어떤위상도취할수있다고가정하면, 다른위상들이특정한값을취할때다중경로지연에강인함을시뮬레이션을통해 알수있다. 또이값들을사용할경우 CCK를구현할때필요한상관치계산의수 를최소화시킬수있는장점이있다. 이위상값들은다음과같다. 이값들을사용하게되면다음과같은 8 칩길이의복소코드를생성하게된다. - 219 -
8-CCK 방식에서도기존 DSSS 방식의규격과동일한 11 Mchipjs의칩률을사용 하므로기존방식의시스템과하향호환(backward-compatibility) 이보장된다. 한편 칩주기의길이가 11칩에서 8칩으로줄었기때문에 11 Mchip/s의칩률을유지하 기위해서는전송률이 1.375 Msymbol/s 으로증가된다. 11 Mbps CCK에서는심볼 당 8 비트를전송하며, 이때 6비트를사용하여 8개칩길이를갖는 64개의복소코 드중의하나를선택하고, 나머지 2비트는 DQPSK를사용하여전체코드를부호화 하는데사용된다. 5.5 Mbps CCK의경우에는심볼당 4 비트를전송하며, 이때 2비 트를사용하여 4 개의코드중에하나를선택하고, 나머지 2비트는 DQPSK를사용 하여전체코드를부호화하는데사용한다. 수신기에서는복잡한채널등화기없이정합필터(matched filter) 만으로 CCK를구 현할수도있는것이장점이다. 또 CCK는 11 Mbps의경우에는 100 ns, 5.5 Mbps의경우에는 250 ns 까지의다중경로에따른확산지연에대응할수있다. 그러나 11 Mbps 시스템의경우통신반경이줄어들게된다. 2. IEEE 802.11b 의물리계층 가. PLCP 부계층 PLCP 계층에서는 PSDU를 PPDU 로, 그리고 PPDU를 PSDU로변환하는절차를수 행한다. 전송시 PSDU에 PLCP Preamble과 Header가추가되어 PPDU 를생성한다. 기존의 1 Mbps와 2 Mbps DSSS를상호지원하는 Long Preamble 및 Header를 정의하고, 시스템의전송효율을극대화하기위해필요한경우선택적으로사용가 능한 Short Preamble과 Header 를정의한다. PLCP Preamble과 Header는수신단 에서복조에필요한처리를위해사용된다. - 220 -
1) PPDU 형식 Long PLCP PPDU 형식과 Short PLCP PPDU 형식은각각 < 그림 4-28> 및 < 그림 4-29> 와같다. < 그림 4-28> Long PLCP PPDU 형식 < 그림 4-29> Short PLCP PPDU 형식 Short PLCP Preamble과 Header (HR/DSSS/short 모드) 는부가정보를최소화시 킴으로써전송효율을극대화하기위해선택적으로사용한다. Short PLCP를사용하 는송신기는 Short PLCP를수신할수있는다른수신기와만함께연동이가능하 다. Short Preamble과 Header를수신할수없는수신기와연동하기위하여서송신 기는 Long PLCP Preamble과 Header 를사용해야한다. Short PLCP Preamble은 1 Mbps Barker Code를이용하여확산시키고 DBPSK 변조하여전송하며, Short PLCP Header는 2 Mbps Barker Code를이용하여확산시키고 DQPSK 변조하여 전송한다. PSDU는 2 Mbps, 5.5 Mbps, 11 Mbps 의속도로전송한다. - 221 -
2) 혼화기및역혼화기 (scrambler/descrambler) 전송데이터는 < 그림 4-30> 과같이생성다항식이 G(z) = z -7 + z -4 + 1인혼화기 를사용하여혼화시키며, 수신기에서는 < 그림 4-31> 과같은역혼화기를사용하여 본래의데이터를복원한다. < 그림 4-30> 데이터혼화기 < 그림 4-31> 데이터역혼화기 - 222 -
3) PLCP 전송절차 Long PLCP Preamble과 Header를사용하여 5.5 Mbps 및 11 Mbps의고속데이 터를전송하는순서는 IEEE 802.11 (1999 Ed.) 에서와동일하다. 즉전송률을제외 하고는다른부분은변동이없다. HR/DSSS/short 모드와 HR/DSSS/PBCC/short 15) 모드를채용하는송신절차의경우에도길이와전송률의변화를제외하고는동일하 다. 4) PLCP 수신절차 고속전송을위해확장된규격의수신기는 5.5 Mbps 및 11 Mbps의전송률뿐만 아니라 1 Mbps 및 2 Mbps 의전송률로도수신할수있어야한다. 또만약물리계 층이선택규격인 Short Preamble을지원하는경우 Short Preamble과 Long Preamble 을모두처리할수있어야하고, 어떤형태의프리엠블이사용되는지를 RXVECTOR 를통해통보하게된다. 또물리계층이 PBCC 16) 변조방식을구현하는 경우 SIGNAL 필드를통해 CCK 또는 PBCC 변조방식중어느것이사용되었는지 를감지하고 RXVECTOR 를통해사용된변조방식을통보하도록되어있다. 나. PMD 부계층 PMD 17) 부계층은 PLCP 부계층서비스프리미티브(primitive) 를받아서데이터를송 신하고채널을통해데이터를수신할수있도록구현되는부분이다. 1) 변조방식과채널전송률 기존의 1 Mbps DBPSK와 2 Mbps DQPSK 를기본전송률로하며, 5.5 Mbps 와 11 Mbps의고속데이터전송은 CCK 변조방식을따른다. 15) HR/DSSS/PBCC: CCK 변조방식대신 packet binary convolutional coding을사용하는선택모드 16) PBCC: Packet Binary Convolutional Coding 17) Physical Medium Dependent - 223 -
2) 확산수열 CCK 변조방식에서는확산코드의길이가 8 개칩에해당하며, 보부호 (complementary code) 에기반을두고있다. 칩률은 11 Mchip/s 이며, 각심볼은 8 개칩길이의확산코드에의해확산된다. 확산에사용되는 CCK 코드워드는다음 과같이생성된다. 여기서 φ 1,φ 2,φ 3,φ 4 는전송률(5.5 Mbps 또는 11 Mbps) 에따라정해진규칙에의해 결정되며, 이값들이주어지변위식에의해 8 개의복소칩(C 0, c 1,,C 7 ) 이생성 된다. 여기서위상에따른코드칩의부호화는일반화된 Hadamard 변환을따른다. 즉 φ 은모든코드칩의위상에더해지고, φ 2 는모든홀수번째코드칩의위상으로 더해지고, φ 3 은 2 개씩쌍으로묶었을때홀수번째쌍( 첫번째쌍인 1 번, 2 번과, 세 번째쌍인 5 번, 6 번) 에해당하는코드칩의위상으로더해지고, φ 4 는 4개씩쌍으 로묶었을때홀수번째쌍(1 번, 2 번, 3 번, 4 번) 에해당하는코드칩의위상으로더 해진다. 수열의상관관계특성을최적화하고코드들의직류성분에의한옵셋을최소화하기 위해 4번째와 7번째코드칩의위상을 180 도회전시킨다. 따라서이들칩들은 - 부호를갖게된다. 이와같이위상을회전시킨코드를 cover code 라고한다. 3) 5.5 Mbps CCK 변조 5.5 Mbps로전송하는경우심볼당 4 비트(d 0, d 1, d 2, d 3 ) 를전송한다. 처음 2개비 트 d 0 와 d1 은 < 표 4-15> 에표시한 DQPSK 부호화방식에따라위상 φ 1 을결정 한다. φ 1 에대한위상변화는바로직전심볼의위상을기준으로상대적인값이다. - 224 -
세번째와네번째의두비트 d 2 와 d 4 는 < 표 4-2> 와같이 CCK 부호화한다. 즉이코드칩들은 φ 1 을앞에서와같이정하고, 졌을때앞의공식에의해생성한것이다. 다른위상들이다음과같이주어 < 표 4-15> DQPSK 부호화 Bit pattern (d 0, d 1 ) (d 0 is first in ime) Even symbols Phase change (+j ω) Odd symbols Phase change (+j ω) 00 0 π 01 π/2 3 π/2 (- π/2) 10 π π/20 11 3 π/2 (- π/2) < 표 4-16> 5.5 Mbps CCK 부호화 4) 11Mbps CCK 변조 11 Mbps으로전송하는경우심볼당 8 비트(d 0, d 1,, d 7 ) 를전송한다. < 표 4-17> 은 QPSK 의부호화의예를나타낸다. < 표 4-17> QPSK 부호화 - 225 -
제 3 절 IEEE 802.11a IEEE 802.11 TGa에서는미국 FCC에서규정한 5.15-5.25 GHz, 5.25-5.35 GHz, 5.725-5.825 GHz 의비허가대역 (U-NII 18) ) 대역에서고속데이터전송을 지원하기위해물리계층의새로운표준규격을결정하였다. 로 이규격은변조방식으 OFDM 방식을사용하고부반송파의변조방식과부호화율을조절하여 6, 9, 12, 18, 24, 36, 48, 54 Mbps 의전송률을지원하며, 이중에서 6, 12, 24 Mbps의 전송률은필수적으로지원하도록되어있다. OFDM은 52개의부반송파를사용하 며, 각부반송파는채널의상태에따라 BPSK, QPSK, 16-QAM 또는 64-QAM으로 변조된다. 채널부호화는부호화률이 1/2 인길쌈부호를모부호 (mother code) 로 하고 puncturing하여 1/2, 2/3, 또는 3/4 로변경할수있다. OFDM 물리계층 (PHY layer) 은크게 PHY Convergence Function과 PMD 19) 의두 가지기능으로구성된다. PHY Convergence Function은 PMD의여러가능을물리 계층서비스에적용시키는기능으로서, PSDU 20) 를데이터및관리정보의송수신 에적합한프레임형식으로변환시키는 PLCP 21) 에의해지원된다. 한편, PMD 시스 템은두개이상의노드간에무선매체를통해데이터가송수신되는방식과특성을 정의한다. 1. OFDM 물리계층의기능 802.11a 의물리계층구조는 < 그림 4-23> 의참조모델을따르며, PMD 기능, PLCP 기능, 계층관리기능등세가지기능을포함하며, 각각의기능은다음과같다. 18) U-NII: Unlicensed National Information Infrastructure 19) PMD: Physical midium Dependent 20) PSDU: PHY Sublayer Service Data Unit 21) PLCP: Physical Layer Convergence Procedure - 226 -
Physical layer convergence procedure (PLCP) 부계층 802.11a의 MAC 22) 프로토콜이 PMD 부계층의영향을최소한으로받으면서독립적 으로동작할수있도록물리계층서비스와 PLCP 부계층을정의한다. MAC의효율적인인터페이스를위한 Physical medium dependent (PMD) 부계층 PMD 부계층은두개이상노드간의데이터송수신방식을정의한다. Physical layer management entity (LME) Physical LME는 MAC 과연계된국소적인물리계층기능의관리를수행한다. 2. 802.11 a 물리계층서비스의매개변수 802.11 표준의 MAC 프로토콜은물리계층의형태에영향을받지않고독립적으로 동작할수있도록설계되어있으므로, 물리계층은이러한 MAC과순조롭게연동될 수있도록 MLME 23) 로정의되는매체관리가필요하다. 이러한상호작용은 PHY Service Primitives에정의한 TXVECTOR와 RXVECTOR라는물리계층서비스엔터 티매개변수리스트을이용한다. 예를들어 TXVECTOR는 PHY에서무선매체로정 해진길이의 MPDU를포함한 PPDU를전송하기위해필요한시간을계산하기위해 요청하는프리미티브인 PLME- TXTηIME.request 를통해제공되는파라미터이다. 가. TXVECTOR 매개변수 PHY-TXSTART.request 구성은 < 표 4-18> 과같다. 서비스프리미티브에존재하는 TXVECTOR 매개변수의 22) MAC: Medium Access Control 23) MLME: MAC Sublayer Management Entity - 227 -
< 표 4-18> TXVECTOR 매개변수 Parameter Associate Primitive Value LENGTH PHY-TXSTART.request (TXVECTOR) 1-4095 DATARATE PHY-TXSTART.request 6, 9, 12, 18, 24, 36, 48, 54 (TXVECTOR) (6, 12, 24 is mandatory) SERVICE PHY-TXSTART.request Scrambler initialization 7bits + (TXVECTOR) 9 null bits TXPWR_LEVEL PHY-TXSTART.request (TXVECTOR) 1-8 1) LENGTH MAC이현재물리계층을통해전송을요구하는 MPDU 의옥텟수를나타내며, 그 범위는 1부터 4095 까지이다. 이값은전송시작요구를받은직후물리계층이몇 개의 MPDU 를전송할것인가를결정하는데사용된다. 2) DATARATE PLCP에의해전송되는 PSDU 의전송률을나타낸다. 3) SERVICE 현재사용되지않으며 9 비트로구성되어있다. 4) TXPWR_LEVEL 전송에사용되는전력레벨을나타내며, 1부터 8 까지의범위를갖는다. 나. RXVECTOR 매개변수 PHY -RXSTART.request 성은 < 표 4-19> 와같다. 서비스프리미티브에존재하는 RXVECTOR 매개변수의구 - 228 -
< 표 4-19> RXVECTOR 매개변수 Parameter Associate Primitive Value LENGTH PHY-RXSTART.indicate 1-4095 RSSI PHY-RXSTART.indicate (RXVECTOR) 0 - RSSI Max DATARATE PHY-RXSTART.request (RXVECTOR) 6, 9, 12, 18, 24, 36, 48, 54 SERVICE PHY-RXSTART.request (RXVECTOR) Null 1) LENGTH 이매개변수는 PLCP가 PLCP Header에서받은 LENGTH 필드에포함된값을나타 내는데이용되며, 그범위는 1-4095 이다. MAC과 PLCP가몇개의 PS여를수신하 는지결정하는데사용된다. 2) RSSI (Receive Signal Strength Indicator) RSSI는 PLCP preamble을수신하는동안측정되는 PPDU의에너지의레벨을나타 내며, 그값은 0부터 RSSI MAX 까지의범위를갖는다. 3. OFDM PLCP 부계층 물리계층을통한데이터전송시 PSDU는 PLCP Preamble 및 Header를추가하여 PPDU 를생성하고, PPDU를수신하는수신단에서는 PLCP 암eamble 및 Header를 이용하여 PSDU 를검출하게된다. 여기서는 PSDU와 PPOU사이의변환과정에대 해서술한다. - 229 -
가. PLCP 프레임의구성 < 그림 4-32> 는 PLCP Preamble, PLCP Header, PSOU, Ttail bits, Pad bits로구 성된 PPDU 의프레임구조를나타낸다. PLCP Header는 LENGTH, RATE, Reserved bit, Even parity bit, Tail bits (6개의 0 비트), SERVICE 필드등으로구성되는데, 변조시 LENGTH, RATE, Reserved bit, Even parity bit, Tail bit는 SIGNAL이라고지정된별도의 1개 OFDM 심볼을구 성하며, 1/2의채널부호화와BPSK 변조가적용된다. 한편, SERVICE 필드는 PSDU 와함께 RATE 필드에정의된전송률로복수의 OFDM 심볼에랩핑되어전송된다. RATE와 LENGTH 필드는 DATA 부분을복조하는데필요한데, 이는 SIGNAL 심볼의 끝부분에있는 Tail 비트들을수신한직후복조된다. < 그림 4-32> PPDU 프레임구성 1) PPDU 의구성과정 가) PLCP Preamble은수신단에서의 AGC 24) 와다이버시티(diversity), 심볼동기, 대략주파수동기등을위한동일한짧은훈련열이 10 회반복되고, 채널추정과미 세주파수동기를위한긴훈련열이보호구간과함께 2 회반복되어구성된다. 24) AGC: Automatic Gain Control - 230 -
나) PLCP 헤더는 TXVECTOR에정의된 RATE, LENGTH, SERVICE 필드로구성되 는데, PLCP 헤더의 RATE와 LENGTH 필드는부호화율 1/2인길쌈부호화를하고 SIGNAL 심볼이라고지칭된단일의 BPSK 변조한 OFDM 심볼로랩핑한다. DATA 심볼을복조하는데필요한이러한정보들을적시에복조하기위해 6 개의 '0' 으로 구성된 Tail 비트를 PLCP 헤더끝부분에삽입한다. SIGNAL 필드를 OFDM 심볼로 부호화하는절차는뒷부분에서 6Mbps로데이터를전송할때수행되는길쌈부호 화, 인터리빙, PSK 변조, 지표부반송파삽입, 푸리에변환, 그리고보호구간삽입 등의절차를그대로따른다. 다) RATE 필드로부터 OFDM 심볼당데이터비트의수 (N DBPS ), 부호화(R), OFDM 부반송파당할당된비트의수 (N BPSC ), OFDM 심볼당부호화된비트의수 (N CBPS ) 를 계산해낼수있다. 라) PSDU를 SERVICE 필드뒤에첨부하고, 그뒤에길쌈부호화의종료를위한최 소 6 비트이상의 '0' 비트를 Tail 비트로삽입한다. 이것은복수의 OFDM 심볼을 구성하며, 패킷의 DATA 부분이된다. 마) 임의의초기치로혼화기를초기화시킨후, XOR 25) 연산을통해데이터의혼화 를수행한다. 바) 데이터뒤에나오는 6 개의혼화된 "0" 비트를 6 개의혼화되지않은 "0" 비트로 대체한다.( 이비트들은길쌈부호화기가 "0 상태" 로돌아오게하는 Tail 비트이다) 사) 혼화와 Tail 비트로확장된최종데이터열에대해부호화율 1/2인길쌈부호화 를수행하고, 지정된부호화율에맞춰 puncturing 을적용한다. 아) 부호화한데이터를 N CBPS 비트의묶음으로분할한다. 이때각묶음마다독립적 으로인터리빙을한다. 자) 변조방식에맞춰각묶음의비트를복소수로변환한다. 차) 복소수열을 48 개복소수의묶음으로분할한다. 각묶음을 1개의 OFDM 심볼 에랩핑한다. 이때각복소수를차례대로 -26~-22, -20~-8, - 6~-1, 1~6, 8~20, 22~26 번위치의부반송파로대응시칸다. 부반송파 -21, -7, 7, 21번은지 표심볼을대웅시키며, 중심주파수에해당하는 0 번부반송파는 '0' 의값을채운다. 25) XOR: exclusive OR - 231 -
카) 랩핑에서제외되었던 -21, -7, 7, 21번부반송파는지표심볼을삽입하여총 52 개의부반송파를전송한다. 타) 역푸리에변환을수행한후, 보호구간을삽입하고시간영역에서 windowing을 수행한다. 파) 3) SIGNAL 심볼뒤에차례대로 DATA 부분의 OFDM 심볼을삽입한다. 하) 복소기저대역신호를해당 RF 26) 주파수로변환하여전송한다. 2) RATE에따라달라지는파라미터 < 표 4-20> 은전송률에따라가변적인매개변수를나타낸다. 3) 시간동기와관련된파라미터 < 표 4-21> 은 OFDM PLCP 에서의각심볼의길이를나타낸다. < 표 4-20> RATE-dependent parameters 26) RF: Radio Frequency - 232 -
< 표 4-21> 시간동기와관련된파라미터 Parameter N SD : Number of data subcarriers 48 N SP : Number of pilot subcarriers 4 N ST : Number of total subcarriers 52(N SD + N SP ) Value F : Subcarrier frequency spacing 0.3125 MHz (=20 MHz/64) T FFT : IFFT/FFT period 3.2 μs (1/ F ) T PREAMBLE : PLCP preamble duration 16 μs ( T SHORT + T LONG ) T SIGNAL : Duration of the SIGNAL BPSK-OFDM symbol 4.0 μs ( T GI + T FFT ) T GI : Guard interval duration 0.8 μs ( T FFT /4) T GR : Training symbol guard interval duration 1.6 μs ( T FFT /2) T SYM : Symbol interval 4 μs ( T GI + T FFT ) T SHORT : Short training sequence duration 8 μs (10 T FFT /4) T LONG : Long training sequence duration 8 μs ( T GR +2 T FFT ) 4) 신호의수학적해석 실제전송되는신호는다음과같은복소기저대역신호로구성된 RF 신호이다. 여기서, Re[] 는복소수의실수부분을나타내고, f e 는통과대역의중심주파수이 다. 전송되는기저대역신호는다음과같이 PLCP Preamble, SIGNAL, DATA라는 여러개의 OFDM 심볼로구성된다. 여기서 t SIGNAL 은 16 ms, t DATA 는 20 ms 이다. 각부프레임은다음과같이데이터, 지 표신호, 훈련열등에의해구성된 C k 를역푸리에변환한값이다. - 233 -
이신호의주기는 T FFT = 1/ f ( : f 부반송파간격) 이며, 심볼간간섭을없애기위한 보호구간 T GUARD 만큼이동시켜 cyclic prefix 를발생시킨다. T GUARD 는짧은훈련열 (=0μs), 긴훈련열(= TG 12 ), 데이터 OFDM 심볼(= T GI ) 에따라그길이가다르다. 스펙트럼의부엽(sidelobe) 의크기를감소시키기위해각부프레임을 T SUBFRAME 의 길이를갖는창함수 (windowing function) WT SUBFRAME 와곱하여최종시간영역신 호를발생시킨다. < 그림 4-33> 은한변환주기이상의길이를갖는창함수의예를 보인것이다. 그림에서각부프레임의양끝부분이창함수에의해부드럽게감소 됨을알수있다. 복수주기의길이를갖는창함수는다음과같이정의된다. (a) Fourier 변환주기가 1인경우 (b) Fourier 변환주기가 2인경우 < 그림 4-33> Window function의예 - 234 -
T TR 을제외하면, 창함수는 T 길이를갖는구형펄스가된다. T TR 이클수록, 연속되는 부프레임간의부드러운천이가발생하는데이로인해 발생하게된다. 100 nsec정도겹치는구간이 52개의부반송파는 64 포인트 IFFT를이용하여 OFDM 변조신호를얻기위해 < 그 림 4-34> 와같이대응시킨다. 즉 1부터 26까지의부반송파는그대로 FFT 입력에, -26부터 -1까지의부반송파는 38부터 63까지의 FFT 입력에대응시킨다. 또 27부 터 37까지의입력과 0 번입력에 '0' 을대응시킨다. < 그림 4-34> IFFT의입력대응 나. PLCP preamble (SYNC) PLCP preamble 은동기화를위해사용되는데, < 그림 4-35> 와같이 10개의짧은 기준심볼과 2 개의긴기준심볼로구성되어있다. 짧은기준심볼은 12개의부반송에만값을할당하고 IFFT 하여얻는데, 각부반송 파를변조하는심볼열 S와 IFFT 후의신호는다음과같다. - 235 -
< 그림 4-35> PLCP preamble의구성 이와같이발생된기준신호의주기는스펙트럼상에서 4의배수마다 0이아닌진폭 을가지게되므로짧은기준심볼의길이는 T FFT /4 = 0.8 μs가되며, 전체기준심 볼의길이는 10개의짧은기준심볼로구성되므로 8 μs가된다. 긴기준심볼은 53 개의부반송파에의해발생시키며, 각부반송파를변조하는심볼열 L과 IFFT후의 신호는다음과같다. 여기서I T GI2 =1.6 μs이다. 채널추정성능을향상시키기위해 2개의긴기준심볼이 사용되므로, T LONG =1.6+2 x 3.2=8 μs이다. 짧은기준심볼과긴기준심볼이연결되 어 < 그림 4-11> 과같이프리엠블을구성한다. - 236 -
다. SIGNAL 필드 OFDM 훈련심볼다음에는 TXVEXTOR에정의된 LENGTH와 RATE 필드정보를포 함하는 SIGNAL 심볼이전송된다. RATE 필드는뒤에전송될 DATA 부분의변조방 식과부호화율에관한정보를가지고있다. SIGNAL 심볼은이필드에대해부호화 율 1/2의길쌈부호화와각부반송파를 BPSK 변조하여구성하고, 그전송률은 6 Mbps 이다. 이때 SIGNAL 필드는혼화를적용하지않는다. < 그림 4-36> 은 24 비트 로구성되는 SIGNAL 필드를나타낸다. < 그림 4-36> Signal 필드의비트할당 1) Data rate (RATE) < 표 4-22> 는 RATE 필드 (R4-R1) 에따른데이터전송률을나타낸다. 2) PLCP 길이필드 (LENGTH) PLCP 길이필드는 MAC의요구에따라전송되는 PSDU 8진비트의개수를나타내 는 12 비트로구성된다. 전송시작요구를받은직후 MAC으로부터물리계층으로전 달되며몇개의 OFDM 심볼을사용하여전송할지를결정하는매개변수이다. 3) Parity (P), Reserved (R), Signal tail (SIGNAL TAIL) 17번째비트는아직사용하지않고I 18번째비트는 1번부터 17번째비트까지의짝 수패리티 (even parity) 를나타낸다. 19번부터 24번째비트는 SIGNAL TAIL 필드 로서모두 '0' 으로이루어져있다. - 237 -
< 표 4-22>. SIGNAL 필드에따른전송율 라. DATA 필드 DATA 필드는 SERVICE 필드와 PSDU, TAIL 비트, PAD 비트로구성되며, DATA 필 드의모든비트는혼화된다. 1) Service 필드 (SERVICE) SERVICE 필드는 < 그림 4-37> 에서보는바와같이 16 비트로구성되며, 0부터 6 번째비트는수신단의역혼화기와의동기화를위해 '0' 으로이루어지고, 나머지 9 개의비트는아직사용되지않고있다. < 그림 4-37> SERVICE 필드의비트할당 - 238 -
2) PPDU tail 비트필드 (TAIL) PPDU tail 비트필드는 6 개의 '0' 비트로이루어져있으며길쌈부호를 0 상태로종 료시키기위해사용된다. 3) Pad bits (PAD) DATA 필드의길이는가변적이므로여러개의 OFDM 심볼을사용하게된다. 가변 적인 DATA 필드를복수의 OFDM 심볼에대응시키기위해서는 PAD 비트가필요하 다. 또한전송할데이터뒤에는부호기의상태를 0으로만들기위해최소 6 개의 TAIL 비트가삽입되어야한다. PSDU 의길이와, LENGTH로부터 OFDM 심볼의개 수 (N SYM )' DATA 필드의비트수(N DATA ), PAD 비트의수(N DBPS ) 를계산할수있다. PAD 비트를제외한모든 DATA 필드에대해서혼화를적용한다. 4) PLCP DATA scrambler 와 descrambler SERVICE, PSDU, TAIL, PAD로구성된 DATA 필드는 127 N SYM 비트단위의프레임 혼화를수행하며, 혼화기의생성다항식은 S(X) = X 7 + X 4 + 1 으로 < 그림 4-38> 과같이구현할수있다. < 그림 4-38> 데이터혼화기 - 239 -
5) 길쌈부호기 SERVICE, PSDU, TAIL, PAD로구성된 DATA 필드는전송율에따라부호화율이 1/2, 2/3, 3/4 언길쌈부호화를수행한다. < 그림 4-39> 는부호화율 1/2, 생성다 항식 g 0 =1338 및 g 1 =1718 인모부호기를나타내며, 1/2보다높은부호화율은 puncturing 하여정한다. < 그림 4-39> 길쌈부호화기 (K=7) 6) 데이터인터리빙 길쌈부호화를마친모든데이터비트는한개의 OFDM 심볼에해당하는총비트 수 (N CBPS ) 단위로블록인터리빙이수행된다. 각블록마다다음의규칙에따라인터 리빙을수행한다. 여기서 i 는인터리빙을수행하기전의위치를나타내고, j 는인터리빙을수행한후의위치를나타낸다. 역인터리빙은다음과같은규칙에따라수행된다. - 240 -
7) OFDM 부반송파변조 심볼을구성하는부반송파는 BPSK, QPSK, 16QAM, 64QAM으로변조할 수있다. 길쌈부호화와인터리빙을수행한이진비트로 N BPSC (1, 2, 4, 6) 의그룹 으로분할하고, 분할한각그룹을변조방식에따라복소수로변환한다. 복소수로의 변환은 < 그림 4-40> 과같이 Grey 부호화방식에따라신호점을대응시킨다. < 그림 4-40> BPSK, QPSK, 16QAM, 64QAM 신호점할당 - 241 -
8) 파일롯부반송파 각 OFDM 심볼은주파수옵셋과위상잡음에따른영향을줄이기위해 4개의지 표(pilot) 신호를사용한다. 이러한파일럿신호는 -21, -7, 7, 21번째부반송파에 삽입하며각지표신호는의사이진수열(pseudo binary sequence) 을사용하며 BPSK 변조하여전송한다. 9) OFDM 변조 각변조방식에의해복소수로변환한데이터를 N SD (=48) 단위로묶음을형성하여 n 번째 나타낸다. OFDM 심볼의 k번째부반송파에해당하는복소수를다음과같이 d k,n 으로 따라서 n 번째 OFDM 심볼, r DATAn (t) 은다음과같이쓸수있다. 여기서 M(k) 는파일럿신호를제와한 -26부터 26까지의값을가지는논리적인부 반송파위치를나타낸다. 각 OFDM 심볼의 -21, -7, 7, 21번째부반송파에삽입되는지표부반송파는불규 칙변수인 p n 에대해 {p n, p m, p n, -p n } 값을가지며, p n 은혼화기와동일한시프트 레지스터 (shift register) 에의해발생된 127 주기의다음과같은신호열을차례로 선택하여부호를결정한다. - 242 -
< 그림 4-41> 은 OFDM 심볼의부반송파의구성을나타낸다. D/A 및 A/D 변환기의 DC 옵셋과 RF 시스템에서반송파와의겹침을방지하기위해 0 번째 (DC 성분) 부 반송파에는 0 을할당한다. < 그림 4-41> OFDM 심볼의부반송파할당 마. PMD 부계층의일반적인동작규격 1) OFDM 물리계층의구성블록및파라미터 < 그림 4-42> 는일반적인 OFDM 송수신기의블록도이며, 주요파라미터는 < 표 4-23> 과같다. 2) 일반적인동작규격 전파규약, 운용주파수, 채널변호및채널화방식, 대역내및대역외의송수신누 설전력요구사항, 송신 RF 지연시간, 온도요구사항등의동작은각국의규격을 참조할수있다. < 그림 4-42> OFDM 물리계층의송수신블록도 - 243 -
< 표 4-23> OFDM 물리계층의주요파라미터 Information data rate Modulation Error Correcting code 6, 9, 12, 18, 36, 48, 54 Mbps (6, 12, 24 Mbps are mandatory) OFDM / BPSK, QPSK, 16-QAM, 64-QAM K=7 (64 states) convolutional code Coding rate 1/2, 2/3, 3/4 Number of subcarriers OFDM symbol duration 52 (48: data, 4: pilot) 4.0 μs Guard interval 0.8 μs (T GI ) Occupied bandwidth 16.6 MHz 제 4 절 HIPERLAN Type 2 1. 개요 1998년초부터 5GHz 대역에서의무선 LAN (RLAN, Radio LAN) 인 HlPERLAN 27) Type 2 (HIPERLAN-2) 시스템규격의도출을위한표준화작업이진행되어 1999 년 9월에 1 차기술규격이완성되었으며, 현재시험 (conformance test) 규격을완 성하고있는단계이다. 또 1998년말부터 HIPERACCESS 28) 표준화작업을병행해 서추진하고있기도하다. HIPERLAN-2 규격은물리계층 (Physical Layer), 데이 터링크제어계층 (Data Link Control Layer: DLC Layer), 수렴계층 (Convergence Layer: CL) 를포함하고있다. (< 그림 4-43 참조). 물리계층은 IEEE 802.11a에서채택한 OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 방식과 거의동일하며,16-QAM의경우부호율을 1/2대신 9/16을사용하는것과약간다른 훈련열을사용하는것정도가다르다. 본절에서는물리계층규격에대해 IEEE 802.11a 와다른점을중심으로설명하고자한다. 27) High Performance Ratio Local Area Network 28) High Performance Ratio Access - 244 -
DLC 계층은오류제어 (Eπor Control) 기능, MAC (Medium Access Control), RLC (Radio Link Control) 부계층으로구성된다. 오류제어는무선링크상에서의전송오 류를검출하고복원하는기능과데이터패킷의순서를보장한다. MAC은 AP (Access Point) 에의한제어를통해동적 TDMA/TDD (Time Division Multiple Access/Time Division Duplexing) 방식을사용한자원할당, 그리고전달채널 (transport channel) 과논리채널 (logical channel) 을사용한데이터전송기능을지 원한다. 특히 CSMA/CA (Carrier Sensing Multiple Access with Collision Avoidance) 에기반을둔분산방식 MAC을사용하는 IEEE 802.11 규격과는달리 무선 ATM을기반으로 QoS를고려한중앙집중적인스케쥴링방식을이용하는것 이특징이다. RLC 부계층은 DUCC (DLC User Connection Control), RRC (Radio Resource Control), ACF (Association Control Function) 기능을지원한다. 수렴계층은상위계층의각종기간망에따라다양한사용자데이터형식을 DLC 한편 층에서요구하는메시지형식으로변환하는기능을수행하며, 크게셀기반과패킷 기반으로구분하고있다. HIPERLAN-2 의운용환경은크게사업장환경(business environment) 과댁내환경 (home environment) 을고려하고있다. 사업장환경은다수의접속노드 (Access Point: AP) 로구성되며, 각 AP 에는다수의이동노드(Mobile Terminal: MT) 가접속 된다. 접속품질이열화되면각 MT는새로운 AP로핸드오버를할수있도록되어 있다. 즉 AP들의커버리지영역들이겹치도록하여셀룰러형태의접속망을형성할 수도있으며, 그렇지않을경우에는사업장의일부만독립적인커버리지영역으로 포함시킬수있다. 댁내환경에서는 AP가없이 ad hoc LAN의형태로구성할수도 있으며이경우 plug-and-play 방식으로동작한다. 이와같은댁내환경에서사업 장환경에서갖는 을정의하고있다. HIPERLAN-2의특성을그대로공유하기위해다음과같은조건 Ad hoc LAN 의부망(subnet) 은셀롤러형태접속망에서의셀과동일함 Ad hoc LAN 에서의중앙제어기 (Central Controller: CC) 는셀룰러형태접속망 에서의 AP 와같은역할을수행해야하며, CC는 HIPERLAN-2의단말중하나로부 터선택됨 계 - 245 -
댁내환경에서상이한주파수에서동작하는다수의 부망을구성할수있음 CC를지정함으로써다수의 < 그림 4-43> AP의 HIPERLAN-2 프로토콜스택 HIPERLAN-2 는중앙집중모드 (Centralized Mode: CM) 와직접모드 (Direct Mode: DM) 의두가지운용모드를지원한다. CM의경우 MT가전송하는모든데 이터는반드시 AP 를거쳐야한다. DM에서 MAC은 AP가제어를하지만데이터의 교환은 AP를통하지않고 MT와 MT 사이에서이루어질수있다. 이두가지모드 를나타내면 < 그림 4-44> 와같다. (a) 중앙집중모드 (b) 직접모드 < 그림 4-44> 중앙집중모드와직접모드 - 246 -
2. 스펙트럼관련파라미터 가. 주파수대역및파라미터 HIPERLAN-2의물리계층규격은 ERC Decision 99(NN) 에서허용한 5GHz 대역에 서사용하도록되어있다. ERC에서잠정적으로결정한 ERC DEC 99(NN) 은 HIPERLAN-1과 HIPERLAN-2 를포함하고있으며, < 표 4-24> 와같이대역과전력 관련파라미터를규정하고있다. HIPERLAN-2 는 ( 이동) 레이다시스템등과대역을공유해야하기때문에지엽적인 간섭조건에따라동적으로대역을변경하거나또는 인공유가가능하도록동적주파수선택 HIPERLAN 시스템간의독립적 (Dynamic Frequency Selection: DFS) 법이필요하다. 다수의 HIPERLAN 군은사용가능한대역에걸친방사 (emission) 가골고루분포하도록하여특정주파수에방사가집중됨으로써간섭이허용치이 상으로야기될가능성을낮출수있어야한다. 또예상간섭이최소가되도록상향 및하향링크, 그리고직접모드에서의링크상에서송신전력제어 (Transmit Power Control: TPC) 를구현해야한다. 이를통해 TPC를구현하지않은시스템에 비해평균 RF출력값이적어도 3 db 이상줄어들수있도록해야한다. TPC와 DFS는 DLC 계층및 PHY 계층의기능을모두지원할수있도록구현해야 한다. 주파수대역 < 표 4-24> 주파수대역및전력제한 5,150 MHz - 5,350 MHz 200 mw mean EIRP 5,470 MHz - 5,725 MHz 1 W mean EIRP RF 전력제한비고 실내에서만사용하고, DFS 와 TPC 를적용해야함 실내와실외에서사용할수 있으며, DFS와 TPC를 적용해야함 기 - 247 -
나. RF 반송파 5.150-5.350 GHz 대역에서첫번째반송주파수는 5.180 GHz이며마지막반송파 는 5.320 GHz 이다. 또 5.470-5.725 GHz 대역에서첫번째반송주파수는 5.500 GHz이며마지막반송파는 5.700 GHz 이다. 이와같은할당은유럽에서유효하며, 기타지역의경우해당지역의규정을따라야할것이다. 한편채널의대역폭은 20 MHz 이고 < 그림 4-45> 에서보는바와같이지정된반송파를기준으로 20 MHz 간 격으로채널을배치한다. < 그림 4-45> HIPERLAN의반송파주파수 HIPERLAN-2는 CEPT 권고안 70-03 의누설방사(spurious emission) 레벨에대한 규정을따라야하며, 동작조건에따른규정은 < 표 4-25> 와같다. < 표 4-25> Spurious Emission 3. 수렴계층 (Convergence layer: Cl) 수렴계층은상위계층의각종기간망에따라다양한사용자데이터형식을 DLC 계층의메시지형식으로변환하는기능을수행하며, Common Part Convergence Sublayer (CPCS) 와 Service Specific Part Convergence Sublayer (SSCS) 의두개 부계층으로구분된다. 상위의서비스가 ATM일경우에는셀기반의수렴계층이적 용되고, 기타서비스의경우에는패킷기반의수렴계층이적용된다. 패킷기반수렴 계층의구성을예로살펴보면 < 그림 4-46> 과같다. - 248 -
< 그림 4-46> 패킷기반수렴계층의구성 가. 공동부분 (Common part) 공동부분은공통부분수렴부계층 (Common Part Convergence Sublayer: CPCS) 과 Segmentation & Reassembly Sublayer (SAR) 로구분된다. CPCS의기능은 SSCS 로부터수신된패킷에패딩(padding) 비트들과추가적인정보를부가하며, 그 패킷을 SAR 로전달하는것이다. 또한, SAR로부터수신된패킷으로부터송신시에 부가된패딩비트들과추가적인정보를제거하고이를해석한후에 는기능을수행한다. SAR 부계층의기능은 SSCS로전달하 CPCS로부터수신된패킷들을고정길이의데이터단위로분 할한후에 DLC User SAP (U-SAP) 를통해 DLC 계층으로전달하는것이다. 또수 신부에서 DLC 계층으로부터수신된고정길이의데이터단위를재결합하기위한 버퍼로복사한후에재결합된패킷을 CPCS 로전달한다. - 249 -
나. 특정서비스수렴부계층 (Service Specific Convergence Sublayer) Service Specific Part 의주요기능은특정서비스에따른상위계층의요구사항올 DLC 계층에서제공하는서비스로랩핑하는것과상위계층에서수신된패킷을 CPCS 에서요구하는형식으로변환하거나또는그역순을수행하는것이다. 여기서 고려하고있는특정서비스들은 UMTS (IMT-2000), PPP, Firewire, Ethernet, ATM 등을포함한다. ATM 서비스와기타패킷서비스에따라 SSCS 는 < 그림 4-47> 과 같이구분되며, 하위계층은각감셀기반과패킷기반으로구성된다. < 그림 4-47> SSCS와셀기반및패킷기반의수렴부계층 4. 데이터링크제어 (Data Link Control: DLC) 계층 HIPERLAN-2의데이터링크제어기능은크게데이터전달기능과오류제어기능으로구분되며, 다음의각소절에서이들기능에대해서구체적으로살펴본다. 가. 데이터전달기능 1) 매체접근제어(Medium Access Control) 및프레임구조 매체접근제어는중앙의 AP에서동적대역할당을직접제어하는 TDMA/TDD 방식 에기반을두고있으며, 고정길이의프레임구조를갖는다. - 250 -
가) MAC 프레임의구조 HIPERLAN-2 의프레임구조는안테나에의한섹터화에따라단일섹터또는다중 섹터를구성함에따라달라진다. 전방향안테나를사용하는단일섹터시스템에서 의프레임구조를나타내면 < 그림 4-48> 과같다. 각 MAC 프레임구조는전달채 널 (transport channel) 에해당하는 BCH, FCH, ACH, 그리고적어도하나의 RCH 로구성된다. 설명한다. 이들전달채널의구체적인구성과형식에대해서는다음소절에서 < 그림 4-48> 기본적인 MAC 프레임구조( 단일섹터시스템의예) 데이터전송을위해하향링크단계 (Down Link Phase: DL Phase) 와상향링크 단계 (Up Link Phase: UL Phase) 를 TDD 방식으로제공한다. 직접모드 (Direct Mode) 의경우에는 DL Phase와 UL Phase 중간에 DiL Phase 를포함한다. BCH의 길이는고정되어있으며, 기타구간의길이는트래픽부하등의조건에따라적응 적으로 AP/CC 에의해동적으로결정된다. 따라서, 중앙집중모드 (Centralized Mode) 의경우프레임구성은 BCH - FCH - ACH - DL Phase - UL Phase - RCH 이며, 직접모드의경우개별 MT의관점에서볼때프레임은 BCH - FCH - ACH - DL Phase - Dil Phase - UL Phase - RCH 로구성된다. AP (Access Point) 는 BCH를통해이번 MAC 프레임에필요한각종정보들을 broadcast 한다. FCH를통해 AP는 RG (Resource Grant) 메시지를사용하여 MT (Mobile Terminal) 들이언제어떤데이터를이번프레임에서전송하는가를알게한 다. AP는이전프레임에서 RCH에접근한결과들을 ACH 를이용하여통보해준다. ACH 이후에 DL phase에서는 FCH에서통보된각종데이터를 AP 에서전송하고, UL phase에서는 FCH에서 RG를통보받은 MT 들이데이터를전송한다. DiL phase 는직접모드에있는 MT 들이데이터를전송하기위한구간이다. 만약어떤 MT도 직접모드를사용하지않는다면 DiL phase 는존재하지않는다. - 251 -
DL Phase, DiL Phase, UP Phase는 54 바이트의길이를갖는긴 PDU와 9 바이트 의길이를갖는짧은 PDU 로구성한다. 긴 PDU 의구성은 < 그림 4-49> 와같으며, DLC 계층의 DLC SDU는 49.5 바이트에해당하며, 나머지 4.5바이트를 PDU 유형 을나타내는 Type 필드와열번호 (Sequence Number), 그리고 CRC (Cyclic Redundancy Check) 를위해사용한다. 짧은 PDU 는자원요청, 확인응답과 discard 메시지, RLC 정보등을위한 ARQ 메시지를위해사용한다. RCH의경우 에 9 바이트의길이를가지며, RLC 메시지및자원요청정보를전달한다. < 그림 4-49> 긴 PDU 구조 2) 논리채널과전달채널 (Logical Channel, Transport Channel) MAC 프레임을구성하기위해논리채널및전달채널을사용한다. 논리채널은 MAC 엔터티에의해특정데이터전달서비스를기술하는개별데이터경로를지칭하는 것이다. 전달채널은각사용자의메시지시퀀스를구성하는기본요소로기본메시 지형식을기술하며, 논리적채널은이전달채널에대응된다. 가) 논리채널 (Logical Channel) 논리채널은모두 10 개의채널로구분된다. BCCH (Broadcast Control CHannel) 은 broadcast control 용한다. FCCH (Frame Control CHannel) 은 MAC 정보를전송하는데사 프레임의구조를나타내는정보를전송 하는데사용하며, 이러한정보들은 RG (Resource Grant) 메시지를통하여전송한 다. - 252 -
RFCH (Random access Feedback CHannel) 은이전 MAC 프레임에서 RCH (Random CHannel) 을통해접근을시도했던 용한다. RBCH (RLC Broadcast CHannel) 은주로 사용한다. MT들에게접근결과를알려주는데사 broadcast RLC 메시지를전송하는데 DCCH (Dedicated Control CHannel) 은 RLC 메시지와 RR (Resource Request) 메시지전송에사용한다. UBCH (User Broadcast CHannel), UMCH (User Multicast CHannel), UDCH (User Data CHannel) 은각사용자의 broadcast data, multicast data, 전송을위해사용된다. LCCH (Link Control CHannel) 은 RR (Resource Request) 메시지전송을위해사용한다. 일반데이터 ARQ (Automatic Repeat request), discard, ASCH ( Associaiton Control CHannel) 은연결요구와핸드오버요구메시지전 송에사용한다. 나) 전달채널 (Transport Channel) 전달채널은 BCH (Hroadcast CHannel), FCH (Frame CHannel), ACH (Access Feedback CHannel), RCH (Random CHannel), SCH (Short transport CHannel), LCH (Long transport CHannel) 의 6 개로채널로구분된다. BCH는 BCCH, FCH은 FCCH, ACH은 RFCH 와유일하게대응된다. RCH 는 MT가자원을할당받지못한 경우에 AP 에제어정보를전송하기위해사용된다. 다) 논리채널과전달채널간의대응관계 상향링크와하향링크에서의논리채널과전달채널간의대응관계는각각 < 그림 4-50> 및 < 그림 4-51> 과같다. - 253 -
< 그림 4-50> Downlink에서의 Logical Channel과 Transport Channel과의 대응관계 < 그림 4-51> Uplink에서의 Logical Channel과 Transport Channel과의대응관계 3) 무선송신및수신기능 가) 전달채널과논리채널의형식 (1) Broadcast CHannel (BCH) BCH와대응되는 BCCH 메시지는 120비트로이루어져있고 AP의전력레벨과 FCH 및 RCH의시작위치등의정보를 MT 들에게알려준다. BCCH 메시지의구성 은 < 표 4-26> 과같다. - 254 -
< 표 4-26> BCCH 메시지의구성내용 필드명 Frame counter (scrambler seed) 길이 ( 비트) 4 용 Identifies which scrambling pattern shall be applied to the DLC PDU trains in the MAC frame. The counter shall be incremented by one modulo 16 every MAC frame NET ID 10 Network identifier AP ID 10 Sector ID 3 AP identifier (see subclause 5.5). The MT shall check the AP ID in each frame. If the AP ID is different from what the MT expects to receive, the MT shall not transmit anything in the frame Identifies the used sector. Each sector is numbered from 0 up to 7 and is increased by one for each sector. The BCHs are transmitted in the order according to their Sector ID. 000 = First sector antenna (t비s number is also used for a single sector AP). 001 = Second sector.... 111 = Eighth sector AP TX level 4 Identifies AP transmission power AP RX UL level Pointer to FCH Length of FCH PHY Mode of FCH Pointer to RCH Lengthof RCH 3 12 4 2 13 5 Identifies the expected AP reception power level. It covers both normal uplink data and RCH data A pointer to the FCH is needed in the case multiple sectors are used by the AP. The pointer is pointing to the ACH instead if the length of the FCH is set to zero for a sector (this means that the sector will not transmit any FCH) Identifies the number of IE blocks in the FCH. If length is set to zero for an sector, this means that the sector will not transmit any FCH 00 = BPSK, code rate 1/2 01-11= Future use 도 Identifies the starting point of the RCHs. Length of RCH Identifies the number of RCHs. 00000 = Future use 00001 = 1 RCH in the frame 00010 = 2 RCH in the frame... 11111 = 31 RCH in the frame - 255 -
필드명 RCH guard space RCH guard space DL RBCH indicator DST(Dato to sleeping terminals) Uplink preamble Phase indicator AP traffic load indicator Max power indicator Number of sector 길이 ( 비트) < 표 4-26> ( 계속) 용 2 Identifies the guard time used between the RCHs 2 Identifies the guard time used between the RCHs 1 1 1 4 Indicates that the downlink RBCH will be sent in this frame. Indicates whether the current MAC frame contains data for at least one sleeping terminal. 0 = The frame does not contain data for sleeping terminals. 1 = The frame contains data for sleeping terminals. Indicate which preamble is used in the uplink. 0 = Short 1 = Long Indicates the phase according to which the AP/CC has been built. 0001= Phase 1 도 3 Not used. May be set to any value 1 3 Future use 10 For future use CRC 24 CRC-24 Total length 120 0 = The AP transmits with either its maximum power or its maximum power-3db. 1 = The AP does not transmit within the power range given above. Identifies the number of sectors the AP uses. 000 = Single sector. 001 = Two sectors 010 = Three sectors 011 = Four sectors... 111 = Eight sectors - 256 -
(2) Frame CHannel (FCH) FCH는 FCCH 와대응되고 < 그림 4-52> 와같이고정길이의 IE (Information Element) 블록으로구성된다. 여기서필드의구성은 < 표 4-27> 과같으며, IE-type 를통해서어떤용도의 RG인지 MT 에게알려준다. 하향링크 RG 메시지의실제적 인형식은 < 표 4-28> 과같고, 어떤 MT에게해당하는데이터인가를표시하기위해 MAC ID 및 DLCC ID 를사용한다. < 그림 4-52> FCH의구성 < 표 4-28> 에서주목할것은 #SCH 와 #LCH에의해현재 RG 메시지에의해정의 되는프레임에몇개의 SCH와 SCH 채널이할당될것인가를설정하게되고, 또한 이들채널의물리계층속성도규정되는것이다. - 257 -
필드명 IE-Flag 1 IE-Type 4 IE Information < 표 4-27> FCH의필드구성 길이( 비트) 용도 Always set to one (Used for future purposes to make this structure expandable) Identifies the IE type The mapping of the field is as follows IE-Type Purpose 0000 Downlink RG 0001 Uplink RG 0010 Direct link RG 0011 Future use 0100 Empty parts in the frame 0101 Padding IE 0110-1111 Future IE 59 FCCH IE content < 표 4-28> 하향링크 RG IE (Information Element) 형식 필드명비트수용도 IE Flag 1 Shall be set to 1. IE Type 4 0000 (downlink) MAC ID 5 Identifies which MAC ID the resource grant belongs to DLLC ID 6 Identifies which DLCC ID the resource grant belongs to Start pointer 13 Identifies the starting point of transmission # SCH 6 Specifies the number of SCHs allocated for this particular DUC RR poll 1 Future use. PHY mode SCH 3 Sets the PHY mode for the granted SCHs. #LCH 8 PHY mode LCH Future use 10 Total 64 Specifies the number of LCH allocated for this particular DUC 4 Sets the PHY mode for the granted LCHs. - 258 -
(3) Access feedback CHannel (ACH) ACH는 RFCH와대용되며길이는모두 9바이트이며형식은 SCH 와동일하다. RFCH를통해이전프레임의 RCH로의접근결과를 1 비트지시자 (indicator) 의형 태로통보해주며, 필드의구성은 < 표 4-29> 와같다. < 표 4-29> RFCH의필드구성 필드명 비트수 용 도 SCH PDU Type 4 0110 RFCH Type 4 Defines the type of the RFCH message. 0000 = RFCH for the RCH 0001-1111 = For future use RCH 1 1 Feedback for the RCHI of the previous frame 0 = No success (collision or idle), 1 = Success......... RCH 31 1 Feedback for the RCH31 of the previous frame 0 = No success (collision or idle), 1 = Success Future Use 17 For future use CRC 16 CRC-16 Total 72 (4) Long transport CHannel (LCH) LCH는전체크기가 54 바이트로이루어져있고, 대응되는논리채널은 DCCH, RBCH, UDCH, UBCH, UMCH 를포함하고있다. 이들메시지의세부필드는규격 을참조할수있다. (5) Short transport CHannel (SCH) SCH는 9바이트로이루어져있고 SCH PDU Type 필드의값에따라 < 표 4-30> 과 같은논리적채널의메시지들이대응된다. SCH 의일반적인필드의구성은 < 표 4-31> 과같으며, 각논리채널에따른세부필드는규격을참조할수있다. - 259 -
SCH 채널에대응되는대표적인논리적채널메시지중의하나는상향링크에서의 Resource Request (RR) 메시지로서, 상향링크에할당된 SCH를통해 MT가필요 한상향링크자원 (SCH와 LCH 채널의수) 을요청한다. RR 메시지의구성내용은 < 표 4-32> 와같다. SCH PDU Type MSB-LSB 0000 Reserved 0001 ARQ feedback 0010 Discarding 0011 RR for uplink < 표 4-30> SCH type field 0100 RLC to/from the AP/CC 0101 RR for direct link Purpose 0110 Not allowed (used for ACH) 0111 RLC in DM (RBCH, DCCH) 1000 Enteryption Seed (only in downlink RBCH) 1001 Dummy SCH 1010-1111 Reserved < 표 4-31> SCH의필드구성 필드명 비트수 용 도 MAC PDU Type 4 Determines the type of information in the SCH Info 52 Information transported in the SCH CRC 16 CRC-16 Total 72-260 -
필드명 < 표 4-32> 상향링크의 RR 메시지구성내용 길이 ( 비트) SCH PDU Type 4 0011 PHY mode SCH 3 PHY mode LCH 4 용 도 Proposed PHY mode for downlink SCHs related to this DLCC ID Proposed PHY mode for downlink LCHs related to this DLCC ID MAC ID 8 MAC ID. DLCC ID 6 tdlc connection ID. # SCH 5 # LCH 10 Error indication 3 Number of SCHs requested for the particular DUC. Number of LCHs requested for the particular DUC, but not more than the FC limit RSS0 sample 6 The sample shall be taken in the current Retry Bit 1 ARQ feedback message request bit (ARB) Represents whether this specific RCH/SCH content was transmitted once or more than once. 0 = first attempt Future use 5 Future use. CRC 16 CRC-16 1 Total 72 1 = more than one attempt (6) Random CHannel (RCH) RCH는 9바이트로 SCH와통일한형태를지니며 RR (Reservation Request) 와 RLC 메시지전송에사용한다. - 261 -
나) MAC 프로토콜 (1) MAC 의동작 MAC 계층의역할은 TDMA/TDD MAC 프레임을구성하는것으로, 다음과같은기 능을수반한다. AP 또는 CC 에의해중앙집중화된스케쥴링기능: RR 메시지에의해 MT로부터 수집된정보와하향전송버퍼의상태를기반으로자원을할당하고프레임을구성 함 AP/CC 및 MT 에서의송수신처리기능: AP/CC에의해정의된 MAC 프레임에의 해 PDU 를전송하거나또는수신하며, 논리채널을전달채널로대응시킴 MAC 엔터티에의한제어( 신호) 정보의교환: FCCH에의해프레임구성정보의 수신, 경쟁채널을통해 feedback 정보의송신, 특정전달채널을통해자원요청 등과같은제어정보의교환을수행함 (2) RCH (Random CHannel) 의접속방식 RG (Resource Grant) 를받지못한 MT는프레임의 RCH에접근하여 RR (Resource Request) 을 AP 에게전송하는데, 이때 MT는 slotted ALOHA exponential backoff 방법을따른다. MT는 1부터 CW (Contention Window) 사이의 정수(ra) 를불규칙하게선택하여선택한값에해당하는 RCH 에접근한다. RCH에 대한접근결과는다음프레임의 ACH의 1 비트지시자를통해서알수있으며, 다 른 MT의접근에의해충돌이발생했을때에는 CW (Contention Window) 를증가시 킨후재전송을시도한다. 재전송회수를 a, 현재프레임에지정된 RCH의개수를 n 이라할때 CW 를정하는방법은아래의식과같다. - 262 -
RCH 에접속을시도하는경우를예를들면 < 그림 4-53> 과같다. 이예에서 MT는 2 번째재전송을시도하였으나실패한것을 (i+1) 번째프레임의 ACH를통해알게 되고, CW 를증가시킨후새로운정수(r3) 을 4로불규칙하게선택한뒤 4번째 RCH 에접근을다시시도한다. < 그림 4-53> RCH 접근의한예 4) 오류제어 (Error Control) AP와 MT 는어류제어를위해서승인(Acknowledged), 반복(Repetition), 비승인 (Unacknowledged) 모드를지원한다. 승인모드는링크성능을향상시키기위해서 응답확인(Acknowledgement) 과재전송기법을사용한다. 그리고, 반복모드는전송 신뢰도를높이기위한방법으로서통일한데이터를여러번반복전송한다. 마지막 으로비승인모드는수신단으로부터의응답확언을요구하지않는방법이다. 3가지 모드를도식화하면각각 < 그림 4-54, 5-55, 5-56> 과같다. 다음에서는승인모드 에대해서구체적으로살펴본다. < 그림 4-54> 승인모드에서의데이터와제어정보전송 - 263 -
< 그림 4-55> 비승인모드에서의데이터와제어정보전송 < 그림 4-56> 반복모드에서의데이터와제어정보전송 가) 승인모드 승인모드의오류제어기능은 LCH의 CRC (Cyclic Redundancy Check) 을검사하 며, LCH가순서대로전송되도록하고 ARQ (Automatic Repeat request) 메시지와 Discard 메시지를관리한다. LCH는 10비트로이루어진 SN (Sequence Number) 을할당받고, 연속된 LCH의 SN은 1씩증가하며 modulo 210 방식으로계산된다. 수신기와송신기는각각창 (window) 를가지며, 그크기는 32,64,128,256,512 중의하나로결정된다. 송신기가 LCH 를전송하면, 수신기는수신결과를 ARQ 메시지를전송함으로써송신 기에게재전송여부를알려주게된다. ARQ 피드백메시지의형식은 < 표림 4-33> 과같다. LCH가정상적으로수신되었는지에대한정보는 BMBN (Bit Maps Block Numbers) 과 BMB (Bit Map Blocks) 필드를사용하여알려준다. 그림에서보듯이 BMB, BMN을각각 3개씩사용하여한번의 ARQ 메시지를전송함으로써세부분 의오류상황을알려주는것이가능하다. 수신기는 ARQ 피드백메시지의 CAI (Cumulative Acknowledgement Indicator) 된 SN 까지이동하도록알려준다. 필드를이용하여송신기에게창을지정 - 264 -
ARQ 피드백메시지에포함되어있는 BMB 및 BMN 의예를도식화하면 < 그림 4-61> 과같다. 0부터 1023 까지의열번호 (sequence number) 는크기가 8인 128 개의블록으로나뉘어진다. BMNl은 33번째블록을나타내며 BMN1이나타내는 SN 의범위는 264에서 271 까지이다. BMN1의 33은 7비트의 2진수로변환하여메시지 에포함시키고 BMB1은 1111101 이다. 이때 BMB1의맨왼쪽 MSB가 SN 264를나 타내고차례로 271까지의 SN 을의미한다. 이때 1은정상적인수신을의미하고 0은 에러를나타낸다. 따라서 SN 270의데이터의전송과정에서에러가발생했음을알 수있다. BMN2는 BMN1 로부터의상대적인위치를표시하며, BMN3은 BMN2로부 터의상대적인위치를나타낸다. 그림에서살펴보면오류가발생한 SN들은 BMB1 에서 270, BMB2에서 329,330, BMB3에서 568,571 이다. 나. RLC 부계층 1) ACF (Association Control Function) ACF에는 Association, Key Management, Disassociation, Multicast, CL (Convergence Layer) Broadcast, Association Reject 등의기능을포함한다. < 그림 4-57> ARQ 피드백의예 - 265 -
2) RRC (Radio Resource Control) RRC 에는핸드오버, 통적주파수선택, 전송전력제어, MT Alive, MT Absence, 전 력절약등의기능을포함한다. 3) DUCC (DLC User Connection Control) DUCC에는 Unicast DUC 설정, 해제(release), 변경(modify), 초기화(reset) 와 Multicast DUC, Broadcast DUC 등의기능을포함한다. < 표 4-33> ARQ 피드백메시지형식 Name Bits Purpose SCH PDU Type 4 0001 LCH PHY Proposed PHY mode for downlink LCHs related to 4 mode this DLCC ID SCH PHY Proposed PHY mode for downlink SCHs related to 3 mode this DLCC ID FC 1 When set to 1, indicates that flow control is active ABIR 1 When set to 1, indicates that mode SCH bandwidth is needed by the receover for the signalling of ARQ feedback CAI 1 When set to 1, indicates that BMB1 contain a CumAck Future use 1 Future use BMN1 7 Block Number of the Bit Map Block 2. Relative to MBN1 BMB1 8 Bit Map Block 1 BMN2 5 Block Number of the Bit Map Block 2. Relative to MBN1 BMB2 8 Bit Map Block 2 BMN3 5 Block Number of the Bit Map Block 2. Relative to MBN1 BMB3 8 Bit Map Block 3 CRC 16 CRC-16 Total 72-266 -
5. 물리계층 가. 개요 HIPERLAN Type 2 ( 이하 HIPERLAN-2) 의물리계층은 IEEE 802.11a와동일한 OFDM 변조방식을사용하며기본적으로거의동일한파라미터를갖는다. HIPERLAN-2는 IEEE 방식이데이터전송이필요할때프레임을구성해서전송하는 것과는달리 TDD 및 TDM을기본으로 AP에서 2 ms로고정된길이의프레임을연 속적으로구성한다. 또상향링크와하향링크의전송률의비대칭성을효율적으로이 용하기위해적응적으로그길이를변경시키는 ATDD 방식을적용하고있다. 이에 따라두방식사이에약간의차이가존재한다. 이절에서는두방식의차이점을중 심으로분석한다. < 표 4-34> 는 H/2 시스템물리계층의주요파라미터를나타내고있다. 데이터전송 률은 6-54 Mbps로 AP 와단말간의거리, 간섭신호전력등채널의상태에따라 < 표 4-35> 와같이부호율과변조레벨수를변화시켜전송률을변화시킨다. < 표 4-34> H/2 물리계층의주요파라미터 Parameter Value 비고 Channel spacing sampling rate FFT size 64 20 MHz 20 Msamples/s 가용부반송파수 52 (48: data, 4: pilots) pilots {-21, -7, 7, 21} 부반송파변조 BPSK, QPSK, 16QAM, 64QAM 64QAM: option 부반송파복조 FEC mother code 동기검파 r=1/2, convolutional Guard interval 800, 400 ns 16, 8 samples Data rate 6, 9, 12, 18, 27, 36, 54 Mbps Interleaving Block interleaving OFDM symbol0wise Oscillatory accuracy ±20 ppm FR, clock이같은 source - 267 -
H/2 의물리계층은 < 그림 4-101 과같이구성된다. 먼저 DLC 계층에서는부반송파 의변조방식, 채널부호화를위한부호율및상향/ 하향링크구간을결정한다음 < 그림 4-59> 와같이제어신호와전송데이터로 MAC 프레임을구성하여물리계층 으로보낸다. 1개의프레임은 500개의 OFDM 심볼길이에해당하는 2 ms 이며, 기본시간단위는 400 ns 이다. 물리계층에서는 DLC 계층으로부터받은 2진데이 터를채널부호화및변조과정을거쳐하향링크동안안테나를통해전송하고, 상 향링크동안각단말이전송하는신호를수신한다. H/2 시스템은 AP를거쳐데이 터전송이이루어지는 centralized mode와단만간의데이터전송이이루어지는 direct mode의 2 가지데이터전송모드를지원한다. < 그림 4-59> 의 MAC 프레임에 서 DiL Phase 로표시된구간동안은단말간에직접데이터전송이이루어지며, 이 기간은 AP 가결정하여각단말에알려주게된다. < 표 4-35> 물리계층모드 - 268 -
< 그림 4-58> H/2의물리계층구조 < 그림 4-59> DLC 계층에서구성하는 MAC 프레임구조 나. 데이터혼화 DLC 계층으로부터받은 N BPDU 개의비트로이루어진 PDU train을다음과같은생 성다항식을갖는길이 127 인혼화기(< 그림 4-60>) 을통해불규칙한신호열로변환 한다. - 269 -
혼화기의초기상태는각 MAC 프레임의 BCH 필드에있는 Frame Counter Field로 부터 4 비트 (n 4 n 3 n 2 n 1 ) 2 를받아일정한 2 진수를덧붙여 (111n 4 n 3 n 2 n 1 ) 2 로변환한값 을이용한다. Frame Counter Field로부터받은 4 비트는수신기에서역혼화기의 초기상태를지정하기위해혼화되지않은채전송된다. 혼화기는각 BCH, FCH, ACH, DL, UL PDU 열이시작할때초기화된다. < 그림 4-60> 혼화기구조 다. 채널부호화 채널부호화는부호율이 1/2인길쌈부호를모부호로하고전송률에따라 puncturing하여 9/16, 3/4 의부호율을얻는다. 채널부호화는 N BPDU 단위로 4가지 단계를거쳐수행되며 (< 그림 4-61>), 부호기는혼화기와마찬가지로초기치각 BCH, FCH, ACH, DL, UL PDU 열이시작할때 0 으로초기화되며, 생성다항식은 X= 133 OCT, Y= 171 OCT 으로 < 그림 4-62> 의구조를가진다. 먼저마지막에부호기 의상태를 0으로만들기위해 0을 6 개덧붙여전체 (N BPDU +6) 비트로만든다. 그 다음길쌈부호를하고r 정해진부호율에맞춰 2번의 puncturing 을수행한다. - 270 -
1단계의 puncturing은 tail bit 에의해추가된비트개수만큼제거해서 (N BPDU +6) 비트를다시 N BPDU 비트로만드는과정으로부호율과는관계없이동일하게수행된 다. puncturing 위치는 DL, UP, DiL PDU 열의경우마지막 DLC connection의처 음 CSH (CSH가없는경우는 LCH) 를시작으로 156 비트에적용하며, BCH, FCH, ACH PDU 열의경우는처음 156 비트에적용한다. < 그림 4-63> 은 puncturing 패 턴을나타낸다. 2단계 puncturing은부호율에따라모든 PDU 열에적용한다.< 표 4-36> 은 2단계 puncturing 패턴을나타낸다. < 그림 4-61> 채널부호화과정 < 그림 4-62> 부호기구조 - 271 -
< 그림 4-63> 1단계 puncturing 패턴 < 표 4-36> 2단계 puncturing 패턴 Code rate Puncturing pattern Transmitted sequence 1/2 9/16 3/4 A : 1 B : 1 A : 1111 1111 0 B : 1111 0111 1 A : 110 B : 101 A 1 B 1 A 1 B 1 A 2 B 2 A 3 B 3 A 4 B 4 A 5 B 5 A 6 B 6 A 7 B 7 A 8 B 8 B 9 A 1 B 1 A 2 B 3 라. 인터리빙 길쌈부호의복호과정에서또는채널에의해발생한군집오류를분산시키기위한인 터리빙은 1개 OFDM 심볼단위의 block 인터리빙을 2 단계에걸쳐수행한다. 먼저 인접한비트를분산시키는과정으로 i 번째출력비트에대한순열함수는다음과같 다. 1단계의인터리빙을적용하면 16 비트단위로수행되므로 MSB와 LSB 등의위치 가그대로유지된다. 2단계의인터리빙에서는 significant 비트의순서를바꾸는과 정으로다음순열식에의해인접한비트를 MSB와 LSB 에분산시킨다. - 272 -
< 그림 4-64> 는 16QAM 변조방식을사용하는경우 ( 즉 N CBPS = 192. s=2 인경우) 의 예를들어두단계의인터리빙구조를나타낸것이다. < 그림 4-64> 두단계의인터리빙구조 (16QAM: N CBPS =192, s=2 인경우) 마. OFDM 변조 MAC 프렘임에서제어용데이터에해당하는 BCH, FCH, ACH는항상 BPSK 변조 를한다. 나머지데이터는채널의상태에따라 AP에서정한전송률에따라 BPSK, QPSK, 16QAM 64QAM 중하나를적용한다. 신호점은 Grey 부호화를적용하여위 치시킨다. 48 개의데이터심볼은지표부반송파를전송하는 ±21, ±7 및 DC 성분 에해당하는 0 주파수성분을제외한부반송파 C _26,..., C 26 에대응된다. 지표 부반송파의값은 {p n, p n, p n,-p n } 시키며, p n 초기상태가모두 '1' 인 shift register 에의해발생하는신호열로생성함수는혼화기와동일한 S(x) = x 7 +x 4 +1 이다. 바. 버스트신호발생 변조방식이정해지고각부반송파의심볼데이터가결정되면 IDFT를통해 OFDM 변조를수행한다. 이때덧붙여지는보호구간의길이및기타 OFDM 변조파라미 터는 < 표 4-37> 과같다. - 273 -
OFDM 변조된신호는 POU 열올단위로수산기에서동기및채널균등화를위한 훈련신호에덧붙여져채널을통해전총되는물리적으로연속적인버스트를형성한 다. 즉버스트는 < 그림 4-65> 와같이 preamble과전송용데이터가변조된신호로 구성되어있다. 버스트는 < 표 4-38> 과같이 PDU 종류에따라 5 가지가있다. < 표 4-37> OFOM 변조파라미터 Parameter Sampling rate f s =1/T 20 MHz Useful symbol period T U 3.2 μs () Value Guard interval T G I 0.8 μs (16T) 0.4 μs (8T): 선택 Symbol interval T S 4.0 μs (80T) 3.6 μs (72T) Number of data subcarriers Number of pilot subcarriers N D 48 N P 4 FFT size N 64 Subcarrier spacing f 0.3125 MHz (1/T U ) Occupied bandwidth 16.875 MHz ((N D +N P +2) f ) < 그림 4-65> 버스트구조 - 274 -
< 표 4-38> 버스트종류및구성 PDU 열 PDU train Broadcast PDU train Downlink PDU train Uplink PDU train with short preamble Uplink PDU train with long preamble Direct link PDU train Burst Broadcast burst Downlink burst Uplink burst with short preamble Uplink burst with long preamble Direct link burst 사. Preamble 각버스트앞에위치하는 preamble은크게 A, B, C 3가지종류가있으며그순서 및용도는 < 그림 4-66> 에나타난바와같다. < 그림 4-66> preamble 의종류, 순서및용도 1) Preamble A 12 개의부반송파 (±2, ±6, ±1 α ±14, ±18, ±22) 에할당된데이터를 IDFT 하고 마지막 16 표본을반복하여발생시킨다. 이때부반송파에할당되는가상반송파 및데이터는다음과같다. - 275 -
이데이터에의해발생된시간영역신호는 < 그림 4-67> 과같이 16 표본마다부호 가바뀌며반복되는특성이있다. 이와같은특성은수신기에서심볼동기를포착 하고자할때유용하게이용할수있다. preamble A는새로운프레임을시작할때 Broadcast PDU 열의버스트앞에붙인다. < 그림 4-67> preamble A의시간영역파형 2) Preamble B preamble A와마찬가지로 12 개의부반송파데이터에의해발생시킨다. 다른점은 부반송파의위치를 4 의배수자리 (±4, ±8, ±12, ±16, ±20, ±24) 로정함으로써 IDFT 결과인시간영역신호가부호의반전없이반복되는점이다. 이와같이일정주기(16 표본, 32 표본등) 신호가반복되는성질을이용하면미세 한심볼동기포착및주파수옵셋추정이용이하다. preamble B 는 < 그림 4-68> 과같이기본주기신호를 5번반복하는짧은 preamble과 10번반복하는긴 preamble en 종류가있으며, 마지막 16 표본은기본주기신호의부호를바꾸어 연장시킨다. preamble B 는상향링크와직접링크에서사용되는데, 상향링크의경우 채널의상태에따라짧거나긴 preamble 이결정되며, 직접링크에서는항상긴 preamble 이사용된다. - 276 -
< 그림 4-68>. Preamble B. (a) 짧은 preamble, (b) 긴 preamble 3) Preamble C preamble C는아래식과같이 52개의사용부반송파에모두크기가 1인데이터를 할당하여채널추정을하고자하는데그목적이있다. 채널추정을위해서는보호구간이충분히길어지연확산의영향을받지않도록해 야하기때문에 < 그림 4-69> 와같이위데이터를 10FT한신호를 2번반복하고길 이가 32 인보호구간을앞에덧붙인다. preamble C 는하향링크버스트, 상향랭크 버스트, 직접링크버스트동새로운버스트가시작할때항상삽입된다. < 그림 4-69> Preamble C 4) preamble 과결합된버스트구조 < 그림 4-70> 은각종 preamble과데이터 payload가결합된여러가지버스트의구 조를나타낸다. 실제로수신기에서는이와같은버스트형태의신호를수신하게된 다. - 277 -
(a) Broadcast burst (b) Downlink burst (c) UpnIink burst (short preamble) (d) Uplink burst (long preamble), Direct 1ink burst < 그림 4-70> 여러가지버스트구조 - 278 -
제 5 장무선홈네트워크기술 제 1 절홈네트워크 (home network) 의개요 1. 홈네트워크의정의 댁내에서의데이터네트워킹의필요성이대두되는것은크게두가지요인으로분 석할수있다. 첫째는인터넷의폭발적인급증에따른것이며, 두번째는 1000달러 대이하의강력한가정용 PC 의출현이다. 이와같은저가의장치에의해인터넷 접속과 PC의활용을위한장벽이낮아져서대개의중산층가정에서도이러한환경 이조성되고있다. 한편 PC 를인터넷에접속된다하더라도기존의신문, 잡지, TV, 비디오, 라디오, 오디오시스템등과같은전통적인정보와엔터테인먼트제공형태 와비교할때이동성과편리성이매우제한적일것이다. 대개의경우에 PC를서재 나침실, 또는응접실의구석에위치시키고필요한경우에만접근하는것이일반적 인접근형태이다. 그러나홈네트워킹을통해댁내와정원에걸쳐 PC와인터넷을 사용가능하도록할수있다. 또 PC 와인터넷을이용하여전화와오디오시스템, 댁내가전장치의제어및자동화시스템등과같은댁내응용서비스를제공할수 있을뿐만아니라, 다수의 PC를사용하는댁내에서는 PC들끼리인터넷게이트웨이 또는고품질프린터등과같은장비를공유하도록하는것도가능하다. 홈네트워크는가정의 PC에서부터 TV, 디지털카메라, 냉장고등모든가전제품을 무선또는유선으로상호접속하여이들간의통신이가능하도록하는댁내의기간 망을의미한다. 홈네트워킹에대한정의는이를사용하는사람에따라다르지만 일반적으로여러가전제품들이원래의용도외에이들간의통신을위한상호접속 체계라는범위에서이해되고있다. 홈네트워킹을 ' 사용자에게유사한경험을제공하는서로다른제품들중에서가까 운곳에있는기기들을하나로묶은것(cluster)' 이라고정의하기도한다. 일반적인 가정에는통제및관리클러스터, PC를근간으로하는생산성클러스터오락기능 을제공하는엔터테인먼트클러스터, 휴대폰등커뮤니케이션클러스터등의 4개 클러스터가있다고본다. 그리고각각의클러스터내에서는유사한서비스나기능 을제공하는기기들과다른기기들이결합되어있다. 또동일한클러스터에속한 제품들은서로근접한장소에위치할필요가있다. 예를들어주방에있는 TV와거 실에있는 TV 는서로다른클러스터에속해있다. 서로다른방에있는 PC를연결 하는것과같은가장일반적인홈네트워크방식은각방의 스터외부에서서로커뮤니케이션을하는기기라고볼수있다. PC가속해있는클러 - 279 -
홈네트워킹이보편화되기위해서는무엇보다디지털정보가전제품의개발과함께 각각의정보기기를연결하는네트워크장비, 그리고이들을통합할소프트웨어기 술이필요하다. 디지털가전제품이눈과귀, 손과발의역할을한다면각각의제품 을연결해주는네트워크장비와소프트웨어는신경조직과모세혈관이라할수있 다. 이에따라가전업체와컴퓨터업체, 그리고통신업체들은네트워크를어떻게 구성해나갈것인가를놓고상호협력과경쟁관계를보이고있다. 현재까지는가전 업체와컴퓨터업체들이자기에게유리한네트워크환경표준을보편화시키기위해 노력하고있지만결국엔하나로통합되거나양쪽모두를만족시키는호환장치를마 련하는등해결책을찾아나갈전망이다. 2. 홈네트워킹의기술적배경 가. 홈네트워킹을위한제어기술 먼저홈네트워킹의두뇌역할을하는제어시스템의방식을놓고 IEEE 1394 를근 간으로하는 HAVi (home audio video interoperability) 진영과마이크로소프트 (MS) 사의컴퓨터 OS 를기반으로하려는유니버설플러그앤플레이(universal plug and play) 진영이치열한경쟁을벌이고있다. HAVi를적용하면컴퓨터없이도 TV 예약녹화가가능할뿐만아니라다른방에있 는 DVD 기기나오디오를조작해음악이나영상을즐길수있다. 이기술은소니, 필립스, Grundig, 톰슨등의 8 개사가처음보급을주장했고, 최근삼성전자를비 롯해미쓰비시전기, 산요전기, Sun Microsystems 둥 15 개사가참여를표명했다. HAVi 진영은소프트웨어플랫폼으로 Sun Microsystems의홈네트워킹기술인 Jini 를지지하고있다. - 280 -
한편 HAVi 및 Jini 에대항하고있는그룹은인텔, MS,3COM, 컴팩, 미쓰비시등이 참여하고있는진영으로윈도2000을 OS로하는데스크톱 PC를통해 TV, VCR, 가 정보안시스템, 냉난방장비를제어할수있는개방형표준을지향하고있다. 디바이 스업체들과 PC 업체들은유니버설플러그앤플레이를지지하고있다. 나. 전송기술 : Home PNA vs. HomeRF 전송기술분야는유선기술을기반으로한 Home PNA (phoneline networking alliance) 와무선기술을기반으로하는 HomeRF 및 Bluetooth 진영으로크게양분 할수있다. Home PNA 진영은전화선을통해 1 Mbps의전송속도로홈네트워크를구성하는 것으로 10 Mbps 이더넷기술또는 56 Kbps 모뎀기술과결합된제품을출시하고 있다는장점이있지만, 유선을이용하는한계때문에전화포트가없는위치에서는 접속하기어려운단점이있다. 한편무선기반의기술은 1997년초에가정용 PC를 제조하는업체들을중심으로구성된 HomeRF 워킹그룹 (Working Group) 은 SWAP (shared wireless access protocol) 규격을발표한바있다. 이기술은 2.4 GHz 대 역의 ISM 대역을이용하여위치에따른불편없이다양한기기를최대 127개까지 연결할수있다는장점이있다. 그러나전송속도가 1-2 Mbps 에불과하고접속기 기수가늘어날수록전송속도가느려진다는단점이있다. - 281 -
다. 표준화그룹 현재홈네트워킹기술개발및관련규격의표준화을추진하고있는단체로서 HomeRF 워킹그룹(Home Radio Frequency Working Group), Bluetooth SIG (Special Interest Group), VESA (Video Electronics Standards Association) 트워크그룹을들수있다 HomeRF 홈네 워킹그룹은가전제품의가격수준으로댁내 에서무선으로음성과데이터네트워킹이가능한기술을논의하였으며, Bluetooth SIG는 2.4 GHz 대의 ISM 대역에서저전력으로초단거리무선통신이가능한칩셋 을장착하기위한 Bluetooth 기술을논의하였다. 한편 VESA 홈네트워크그룹은 하나의선로를통해 PC, 주변기기, 가전제품등가정내의기기를통합제어하는기 술개발에주력해왔다. HomeRF 워킹그룹은미국의홈네트워킹업체인 DLS 프록심을비롯하여, 컴팩컴 퓨터, 에릭슨엔터프라이즈네트웍스, 휴렛패커드, IBM, 마이크로소프트, 모토롤러, 필립스컨수머커뮤니케이션스, 영국의심비언등이참여하여지난 98년 3월에조 직되었고, 현재에는일본 NEC, 미국인텔등 80여개업체가추가로참여하고있 다. 이그룹은 1998년 5월전송속도 1 Mbps, 전송거리 50 m, 음성과데이터를모 두처리하는프레임구조, 스펙트럼확산기술채용등을주내용으로하는 SWAP 0.5 규격을마련하였고, 1999년 1월에는전송속도를 2 Mbps로올리고나머지조 건은 0.5 판과거의같은 SWAP 1.0 을제시하였다. 한편 1999년 5월 SWAP 1.0 규격을보완하여발표된 다. 1.1 판규격이사실상의첫번째정식규격으로채택되었 SWAP 규격은실제로프록심의무선홈네트워크제품인 심포니(Symphony) 의 전송기술을기본으로선택한것이다. 심포니를 SWAP 1.1에대응시키기위해서는 오류검출용 CRC (cyclic redundancy check) 코드의변경등약간의수정작업만 하면된다. 프록심은 SWAP 1.1 규격의공개에맞춰야규격에대응하는 USB (universal serial bus) 바있다. 모뎀이나 PCMCIA 차드등을상품화할계획이라고발표한 - 282 -
SWAP 은음성신호와데이터신호의호환성에초점을맞춰가정에서활용하고있는 이기종( 異機種 ) 기기간의음성및데이터를통합및제어할수있는프로토콜로서 IEEE 802.11 위원회가규정하는무선 LAN 기술에기반을두고있으며, 2.4 GHz 대의 ISM 대역에서 1-2 Mbps 의전송속도를제공한다. 또한 SWAP은 TDMA 방식 무선전화기의표준인 에서채택되고있는매체접근제어프로토콜인 DECT (digital enhanced cordless telephone) 와무선 LAN CSMA/CA를모두지원함으로써음성 과데이터를동시에지원할수있도록기능을강화한점이특징이다. 또휴대통신 및 PCS 등에서초보적인단계로현재활용되고있는음식인식기능을대폭확대 하여무선전화외에팩스, 가정용기기등에서도음성을통한제어기능을지원하 며, PC 파일, 전화, 프린터등을공유할수있고, 전화기에송신되는데이터를지 능적으로선별해팩스또는프린터에직접출력시키는기능등을지원하고있다. 한편 HomeRF에서는 SWAP 1.1의차기규격후보와관련해크게두가지의방향 을고려하고있다. 하나는저가격용규격인 HomeRF Lite' 로서 3달러정도의무선 모률실현을목표로하며, 전송속도는 250 Kbps로낮추고주파수대는 800/900MHz 대를검토중이다. 다른하나는고속용규격인 HomeRF 멀티미디어 2001' 로서, 다 수의 MPEG2 비디오스트림을지원할수있도록 25-30 Mbps 정도로전송속도를 높일계획이며, 이를위해 5 GHz 대역의사용을고려하고있다. 'HomeRF Lite' 와 HomeRF 멀티미디어 2001' 모두구체적인규격화작업은아직개시되지않은상 태이고공개시기도미정이다. Bluetooth SIG는 1998년에마이크로일렉트로닉스와 VLSI 기술의발전에따라 RF 주파수대역의초단거리통신을통해가전제품간에코드없이상호접속이가능한 저전력의초소형무선인터페이스로서의 Bluetooth 개념과이를위한무선접속표 준규격을개발하기위해발족되었다. 이그룹에는 Ericsson, Nokia, IBM, Toshiba, Intel 등과같은이동통신업체, 휴대형컴퓨터제조업체, 그리고칩개발 업체들이참여하고있으며, 1999년에 1.0 판규격을완성한바있다. 현재 1000개 가넘는업체들이이기술을채용하기위해회원으로가입하고있다. VESA 에서는케이블하나로가전기기를제어할수있는흠네트워크구축을목표로 하며, HDTV, 셋톱박스등차세대멀티미디어간음성, 영상데이터의실시간송수신 을가능하게하는 IEEE 1394 를기반으로하고있다. 특히이기술은 PC와주변기 기간의제어기능만제공했던기존의인터페이스와는달리대역폭에영향을받지않 고멀티마디어데이터를전송하며아날로그와디지털환경에관계없이 주변기 기, 가전제품등을제어할수있다. 또 VESA 홈네트워크는가정내의기기에각각 IP 주소를할당해이를제어하는웹방식의홈네트워킹기술을개발중에있다. 이기술은제어명령어로인터넷프로토콜인 HTTP 를사용하며, HTML, XML 등의 웹언어를지원하는것이특징이다. PC, - 283 -
본서에서는무선기반의흠네트워킹기술에해당하는 HomeRF의 SWAP 규격과 Bluetooth SIG의 Bluetooth 기술에대해서살펴보기로한다. 제 2 절 HomeRF의 SWAP 표준 1. SWAP 규격의개요 SWAP은 PSTN (public switched telephone network) 망및인터넷등과상호연 계할수있으며, 동시에무선으로음성및데이터서비스를할수있도록만들어진 디지털공용인터페이스이다. SWAP을따르는 PC, 컴퓨터주변기기, 휴대폰, 일반 가전제품등일반가정에서사용되는모든제품들간무선통신및상호동작이가능 하여완전한가정정보화를실현하고자한다. SWAP의구조는대화성음성통신과 전통적인데이터네트워킹을위한 ad-hoc peer-to-peer 네트워크를동시에지원 하도록설계되었다. 이프로토콜은일반적으로가정에서필요한여러가지서비스 를이용할수있도록최적화되어있다. HomeRF에서는 SWAP을미래의댁내에서연결성을제공할수있는많은방안중 의하나로보고있다. SWAP 과다른연결방안과의관계를도시하면 < 그림 5-1> 과 같다. 여기서 SWAP 네트워크는다음과같은장치들로구성된다. 개인용컴퓨터, PSTN, SWAP과호환할수있는기기들을상호연결할수있는 제어포인트 (control point: CP) 대화성음성을전송할수있도록하는동기형장치 (isochronous device: I-nodes) 일반적인데이터를전송할수있도록하는비동기형장치 (asynchronous device: A-nodes) - 284 -
A-노드와 1- 노드가결합된장치 (AI-nodes) < 그림 5-1> 홈네트워킹을위한 SWAP 네트워크의구성 일반적으로 CP는 USB를통해 PC에연결되고y 또 PSTN 과도연결된다. 이러한접 속을통해비동기방식의패킷프로토콜을사용하는다른장치들과데이터를상호 교환할수있게된다. 또 CP는홈 RF의모든사용자에게통화신호와같은역할을 하는비콘(beacon) 을전송함으로써동시에대화성음성통신을가능하게해준다. - 285 -
SWAP 규격은음성전송을위해 DECT에서사용하는 TDMA(time division multiple access) 기반의회선교환 (circuit switching) 방식과 802.11 무선 LAN에서사용하 는 CSMA/CA (carrier sense multiple access/collision avoidance) 프로토콜기반 의패킷교환방식을혼합하여음성과데이터의통합서비스를실현하기위해최적화 한것이다. 즉 SWAP은일반대기업이나회사에서수백명의사용자가동시에접속 해서사용하도록고안된것이라기보다는, 일반가정에서사용될수있는여러가지 기능들을지원하기위해설계되었다. 따라서이시스템은집안도처에서나집근처 에서여러가지기능을사용할수있도록지원한다. 이때가정에서사용하는 PC는 SWAP 시스템을통합시키는부분이라고할수있다. 물론 PC가작동을하지않을 때에도제한된기능을사용할수있다. SWAP의 CP를통한음성이나데이터전송 은 NDIS와 TAPI 인터페이스를통해왼도환경에서가능하도록되어있다. SWAP 에서제공하는규격의주요특징을요약하면 < 표 5-1> 과같다. 표에서볼수 있듯이 SWAP 에서는비동기 (asynchronous 또는 connectionless) 데이터서비스, 동기 (isochronous 또는 connection-oriented) 데이터서비스, 동기무연결방송 서비스 (isochronous connectionless broadcast service: ICBS) 등 3가지유형의 서비스를제공한다. 비동기데이터서비스는 SWAP의 MAC 계층에의해 MAC 개체 사이에서데이터패킷(MSDU) 을전송할수있게해준다. 동기데이터서비스또한 MAC 에의해데이터서비스를할수있게된다. 이러한유형의 MAC 계층서비스 는주로대화성음성통신을가능하게하는사용자단계 (user-plane: U-plane) 비스의 DECT DLC, NWK, IWU 계층에와해이루어진다. ICBS는방송형메시지를 전송하는 C- 채널(C-channel) 과, 사용자단계 (U-plane) 를가능하게해주는 DECT DLC, NWK, IWU 계층에의해이루어진다. 서 2. SWAP 의망구성형태 SWAP 에서사용하는장치의유형파기능을요약하면 < 표 5-2> 와같다. 네트워크에서제공할수있는서비스는 같이크게 4 가지로구분할수있다. SWAP 장치의유형에따라다르며다음과 - 286 -
< 표 5-1> SWAP의주요특정 주요특징설명 네트워크동작 모드 주요서비스 유형 MAC-level bridging 네E워크 SWAP 주소 암호화 ID 장치의 데이터전송을위한 ad-hoc 네트워크 음성전송이나전력절약모드를위해 이루어지는모드관리네트워크 CP의제어하에 비동기데이터서비스: 데이터네트워킹을위해사용 동기데이터서비스: 주로대화성음성서비스를위해사용 (CP 가필요함) 동기무연결방송서비스 (ICBS): I- 노드의페이징, 전화음, 전화거는사람의 위해사용 ID, 음성공고등방송형메시지를전송하기 A-노드또는 CP는 SWAP 네트워크와다른네트워크기술을 연결시켜주는기능을할수있음. 동일지역에서여러사용자의동시사용을지원하기위해 24 비트 MAC 주소를사용 48 비트 IEEE MAC 주소 동기형데이터와비동기형데이터모두선택사양으로제공 (Blowfish 암호화알고리즘) 데이터압축 비동기형데이터에한해옵션으로제공 (LZRW3-A 알고리즘) 전력관리 A-노드와 I-노드는 CP에의해전력을절약할수있음 물리계층 전송속도 ISM 대역에서주파수도약방식을사용 (50 hops/see) 전송전력을두가지레벨로지원 ( 통상 100mW 출력전력) 음성과데이터전송을위한기본전송률은 800 Kbps 데이터전송을위해선택적으로지원하는전송률은 1.6 Mbps 1 클래스-1 관리네트워크 (Class-l managed network) 클래스-1 관리네트워크는클래스-1 CP를중심으로다수의 1-노드와 A-노드로 구성된다. 전형적인클래스-1 관리네트워크의구성은 < 그림 5-2> 에서보는바와 같으며, 다른형태의네트워크도구성도가능하다. 여기서 PSTN의인입선은음성 전화를처리하기위해 CP 에연결되어있다. 또인터넷을이용하기위해 PC의모 템과도연결이되어있고I 유선전화기와도연결되어있다. 2대의 PC는 SWAP의비 동기형데이터를처리하기위해연결되어있다. CP, 유선전화기, PC 모뎀등의 상호병렬연결도가능하다. - 287 -
< 표 5-2> SWAP 장치유형 SWAP 장치유형 A-nodes I-nodes AI-nodes Class-1 Connection point Class-2 Connection point asynchronous-nodes: 설명아이콘 비동기데이터 ( 일반적인데이터) 서비스를위한장치 무선네트워크인터페이스카드도이유형에포함 (NICs) isochronous-nodes: 동기형데이터 ( 주로대화성음성통신) 서비스를위한 장치 무선핸드셋도이러한유형에포함 비동기형및동기형데이터서비스를위한혼합 형태의장치 I-nodes와 PSTN과호스트와 A-nodes를관리하기위한장치 PC를연결하는역할을수행함 I-nodes는 PSTN이나 PC의동기형데이터착신측에 액세스함 A-nodes는 PC의비동기형데이터착신측에액세스함 Class-1 CP 는무선핸드셋이나데이터액세스포인트, 브릿지와함께사용되는베이스스테이션을포함 A-nodes를관리하기위한장치 PC에데이터액세스를하는 PC 를연결시켜줌 A-nodes를위해호스트 Class-1 CP는전체네트워크를관리하고호스트 PC와여러개의 PSTN을연결시 켜주는기능을한다. I-노드는다른 I- 노드, PSTN, 또는 CP의 PC와통신하기위 해동기형데이터서비스를이용한다. A-노드는다른 A-노드나 CP의 PC와데이터 통신을하기위해비동기형데이터서비스를이용한다. - 288 -
< 그림 5-2> 클래스-1 관리네트워크의예 2 클래스-2 관리네트워크 (Class-2 managed network) < 그림 5-3> 은전형적인클래스-2 관리네트워크의예를나타낸다. 클래스-2 CP는 네트워크를관리하며호스트 PC 에연결되어있다. 이러한네트워크에서 Class-2 CP 는하나또는그이상이사용된다. 하나는 A-노드의전력관리서비스를구현하 기위해능동적으로동작하고나머지는수동적으로동작한다. A-노드는다른 A-노 드나 CP의 PC 와데이터통신을하기위해비동기형데이터서비스를이용한다. < 그림 5-3> 클래스-2 관리네트워크의예 - 289 -
3 애드- 혹네트워크 (ad-hoc network) 애드-혹네트워크는한개이상의 A- 노드로구성된다. 일반적으로애드-혹네트워 크의형태는고정적이기보다는동적인형태를가진다. 애드-혹네트워크는서로데 이터를주고받기위해 A-노드가갖추어진 PC 를이용한다. < 그림 5-4> 는전형적인 애드- 혹네트워크의예를보인다. 그림에서각 PC들은 A-노드와연결되어있는것 을확인할수있다. 여기에서는 CP 가없기때문에전력절약 (power-saving) 모드 에서동작하지않는다. < 그림 5-4> 애드-혹네트워크의예 4 브리지네트워크 (bridged network) < 그림 5-5> 에서보는바와같이브리지네트워크는하나또는그이상의 SWAP 브리지 (SB) 로구성되어있다. 클래스-1 CP, 클래스-2 CP, A-노드는 SB가될 수있다. 이네트워크의특성은클래스-1 관리, 클래스-2 관리, 내드-혹네트워크 들과는상호독립적으로동작을한다. < 그림 5-5> 에서클래스-2 CP는 SWAP 네 트워크과홈 PNA 네트워크를상호연결해주는브리지의역할을한다. 브리지네 트워크의다른장치들도브리지의역할을하기위해항상브리지대기 (bridging-aware) 상태에있게된다. 홈 PNA 네트워크의장치들은 SB를통해 SWAP 네트워크의장치들과 MAC 프레임을서로주고받을수있다. - 290 -
< 그림 5-5> 브리지네트워크의예 3. 매체접근제어프로토콜 SWAP의 MAC 구조는비동기 (asynchronous 또는 connectionless) 데이터서비 스, 동기 (isochronous 또는 connection-oriented) 데이터서비스, 동기무연결방 송서비스 (isochronous connectionless broadcast service: ICBS) 등 3가지유형 의서비스를지원한다. 이를위해 MAC에서는동기서비스를지원하기위한 TDMA 와비동기서비스를지원하기위한 CSMA/CA 등 2 종류의매체접근제어기술을 사용한다. CSMA/CA MAC 프로토콜은무경쟁구간 (contention-free periods: CPP) 과경쟁구간 (contention period) 을혼합한슈퍼프레임(superframe) 을사용한 다. 슈퍼프레임은노드가새로운채널로도약하는부분에서시작하여다음채널로 도약하기전까지로정의한다. CFP 구간에서는상향및하향슬롯의쌍이순차적으 로위치한 TDMA/TDD 방식을적용하고, 경쟁구간에서는 CSMA/CA 프로토콜에의 해경쟁방식으로동작한다. 슈퍼프레임의구조는 < 그림 5-6> 과같다. < 그림 5-6> 에서보는바와같이슈퍼프레임은홉(hop), CP 비콘(beacon) 전송, 2 개 CPP 구간에서의서비스슬롯, 경쟁구간등으로구성되어있다. CFP1, CFP2, CP 비콘전송은관리네트워크 (managed network) 인경우에만존재하고, 만일 CP가존재하지않는경우 CSMA/CA 게된다. 기반의경쟁구간이전체슈퍼프레임을차지하 - 291 -
< 그림 5-6> SWAP의 MAC 슈퍼프레임 제 3 절 Bluetooth 표준 1. Bluetooth 규격의개요 Bluetooth 규격은물리적부분및그에필요한펌웨어(firmware) 를기술한핵심 (core) 규격과, 기기간의상호호환성을제공하기위해각응용서비스별로주어진 프로파일(profile) 규격으로크게구분된다. 현재버전 1.0B의핵심규격에따른 Bluetooth 의기본적인내용은다음과같다. 2.4 GHz ISM 대역 (2.402 ~ 2.480 GHz) 723 kbps의전송률 간섭회피를위한주파수도약방식 (79개또는 23 개의도약주파수, 주파수도 약률은 1600 hop/see) 저소비전력 ( 대기상태 0.3 ma, 송수신시최대 30 ma) 전송거리는 10 m 이며, 선택적으로 100 m까지가능 클래스 1 (100 mw), 클래스 2 (2.5 mw), 클래스 3 (1 mw) 으로송신전력제 한 GFSK (Guassian frequency shift keying) 변조방식 - 292 -
3 개의음성채널지원 (A-Law PCM, μ-law PCM, CVSD 등의음성부호화방식중선택 ) 점대점 (point-to-point) 및점대다중점방식의망구성 프로파일은 2개의 Bluetooth 장치가통일한신택스(syntax) 에의해통신이가능하 도록정의한규격으로서, < 표 5-3> 에서보는바와같이다수의응용에대한프로 파일을규정하고있으며점진적으로추가될예정이다. 즉개별응용마다별도의프 로파일을규정하고있으며, 이프로파일을통해어떤프로토콜요소가특정응용에 서필수적으로필요한지를규정하게된다. 이와같은개념을통해메모리와전력이 제한적인장치의경우전체프로토콜스택을모두구현할필요없이필요한부분만 구현할수있도록하고있다. 예를들어무선헤드셋(headset) 이나무선마우스 (mouse) 같은장치들은매우단순한프로토콜스택으로구현이가능할것이다. < 표 5-3> Bluetooth 시스템의프로파일 Part 1 Part 2 Part 3 Part 4 Part 5 Part 6 Part 7 Part 8 Part 9 Part 10 Part 11 Part 12 Part 13 Generic Access Profile Service Discovery Profile Application Profile Cordless Telephony Profile Intercom Profile Serial Port profile Headset Profile Dial-up Networking Profile Fax Profile Lan Access Profile Generic Object Exchange Profile Object Push Profile File Transfer Profile Synchronization Profile - 293 -
가. Bluetooth의주파수대역및전력 현재 Bluetooth의사용주파수는비허가대역인 2.4 GHz ISM 대역으로, 각나라마 다조금씩차이는있지만미국과유럽의대부분국가들은 2.400-2.4835 GHz 역에서각각의대역폭이 1 MHz인 79개 RF 채널을구성한다. 일본, 스페인, 프랑스 의경우에는 2.445-2.475 GHz 대역에서각각의대역폭이 1 MHz인 23개 RF채 널을구성한다. 일본의경우최근미국과동일한 2.400-2.4835 GHz 대역으로 확장해나가기로발표한바있다. 각국가별대역할당현황은 < 표 5-4> 와같다. 각채널의대역폭은 1 MHz 이며, 전체대역의상위및하위가장자리대역은보호 대역으로지정하고있다. 예를들어미국과유럽의대부분국가들은하위가장자리 2 MHz, 상위가장자리 3.5 MHz 를보호대역을지정하고있다. 송신전력은 < 표 5-5> 와같이 3 종류의클래스(class) 로구분하고있다. 대 < 표 5-4> 국가별 ISM 대역할당현황 < 표 5-5> Bluetooth의전력클래스 - 294 -
나. Bluetooth 시스템의프로토콜스택구조 Bluetooth 의프로토콜스택은 < 그림 5-7> 에서는보는바와같이 RF 및기저대 역계층, 링크관리계층, L2CAP (logical link control and adaptation protocol) 계 층및응용서비스및프로파일과관련된상위의다양한프로토콜계층으로구성된 다. RF 계층은무선파라미터를규정하고, 기저대역 (baseband) 계층은오류정정부호 화 (forward error correction: FEC), 암호화, 오류검출(CRC 계산), ARQ 프로토콜 등과같은비트단계및패킷단계에서의동작을규정한다. 링크관리 (link manager: LM) 계층은연결설정및해제, 인증, 동기식연결지향형 (synchronized connection oriented: SCO) 링크와비동기식비연결형링크 (asynchronous connectionless: ACL) 랭크의연결및해제, 트래픽스케줄링, 링크감시, 전력관 리등의기능을수행한다. L2CAP 계층은기존의표준화된데이터수송프로토콜 과 Bluetooth 프로토콜간의인터페이스를제공하기위해도입된계층으로, 상위계 층프로토콜의다중화와긴패킷의분할및재조합등을수행한다. 데이터스트림 은 LM 계층을거치게되며, 여기에서비동기데이터전송을위한 ACL 채널에서의 패킷스케쥴링을수행한다. 오디오스트림은 LM 계층을거치지않고바로 SCO 채 널로맵핑된다. 이때 SCO 링크의설정에는 LM 계층이연루된다. 특정응용을위한 Bluetooth 를교환한다. 송수신기를구성하기위해 LM 계층과응용계층사이에서제어메시지 < 그림 5-7> Bluetooth의프로토콜스택 - 295 -