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1 The Transactions of the Korean Institute of Power Electronics, Vol. 18, No. 4, August 양방향 3상 푸쉬풀 ZVS DC-DC 컨버터 권민호 1, 한국인 2, 박준성 3, 최세완 A Bidirectional Three-phase Push-pull Zero-Voltage Switching DC-DC Converter Min-Ho Kwon 1, Kook-In Han 2, Jung-Sung Park 3, and Se-Wan Choi Abstract This paper proposes an isolated bidirectional three-phase push-pull dc-dc converter for high power application such as eco-friendly vehicles, renewable energy systems, energy storage systems, and solid-state transformers. The proposed converter achieves of all switches and volume of passive components is small by an effect of three-phase interleaving. The proposed converter has identical switching pattern for both boost and buck mode, and therefore can provide seamless characteristic at the mode transition. A 3kW prototype of the proposed converter has been built and tested to verify the validity of the proposed operation. Keywords: ZVS, soft-switching, bi-directional dc-dc converter, three-phase transformer, push-pull, current-fed Paper number: TKPE ISSN: Corresponding author: Dept. of Electrical & Information Eng., Seoul Nat'l Univ. of Science and Technology Tel: Fax: Dept. of Control & Instrumentation Eng., Seoul Nat'l Univ. of Science and Technology 2 1. 서 론 최근 신재생에너지, 전기자동차, 에너지저장장치, 반도 체변압기 등의 응용분야에서 양방향 DC-DC 컨버터의 필요성이 증대되고 있다. 양방향 컨버터는 크게 변압기 를 이용하여 입 출력간이 전기적으로 절연이 된 절연형 컨버터와 변압기 없이 입 출력측이 공통 영전위를 갖는 비절연형 컨버터로 나눌 수 있는데 이 중 절연형 컨버 터는 전기적인 절연으로 안전성이 높고 변압기 권선비 를 이용하여 요구되는 승 강압비를 달성할 수 있는 장점 이 있다. 기존 절연형 양방향 컨버터는 주로 단상 변압기를 사 용한 풀브릿지 구조, 하프브릿지 구조 또는 푸쉬풀 구조 가 널리 사용되어 왔다. 위와 같은 응용 분야에서는 요 구되는 전력용량이 점차 커지고 있는 추세이므로 전류 부담을 줄이고 스위치의 선정을 용이하게 하며 인터리 EV Component R&D Group, LG Electronics 3 Dept. of New Energy Eng., Seoul Nat'l Univ. of Science and Technology Manuscript received Apr. 9, 2013; accepted Jun. 12, 2013 빙을 적용하여 수동소자의 부피를 줄일 수 있는 3상 양 방향 DC-DC 컨버터에 대한 연구가 활발히 진행되고 있다 [1]. 기존 3상 양방향 컨버터로는 듀얼 능동브릿지(Dual Active Bridge : DAB)컨버터 [1][2], 능동클램프 하프브리 지(Active Clamp Half Bridge) [3][4] 컨버터가 있다. 이 컨 버터 들은 부분 또는 모든 스위치가 영전압 스위칭(Zero Voltage Switching : ZVS)을 성취하는 장점이 있다. 이 중 DAB 컨버터 [1][2] 는 고정 듀티를 사용하고 1차측과 2 차측 간 위상을 조절하여 출력전압 및 전력을 제어하는 데 입 출력 전압 차이가 크면 전류정격 및 리플이 커지 는 단점이 있다. PWM(Pulse Width Modulation) 방식을 사용하는 능동 클램프 하프브릿지 컨버터 [3] 는 승압모드 와 강압모드의 스위칭 패턴이 서로 다르기 때문에 급격 한 모드전환이 요구될 경우 스위칭 패턴의 변화로 인한 과도상태가 시스템의 동특성을 저하시킬 수 있다. Dehong Xu에 의해 처음으로 제안된 PPS (PWM plus Phase-Shift)방식 [5] 을 적용한 능동클램프 하프브릿지 컨 버터 [4] 는 PWM으로 저전압단 전압을 일정하게 제어하고 1차측과 2차측간에 위상을 조절하여 출력전압 및 전력 을 제어하는 방식으로 기존 3상 DAB 컨버터 [1] 의 입 출 력 변동이 클 때의 단점을 보안했을 뿐만 아니라 위상 으로 출력전압 및 전력을 제어하여 끊김없는 모드전환 이 가능한 장점을 유지했다. 그러나 이러한 능동클램프 하프브릿지 컨버터는 저전압단 세 개의 입력 필터 인덕

2 404 양방향 3상 푸쉬풀 ZVS DC-DC 컨버터 터 간에 공차나 기생성분 등으로 인하여 전류 전류쏠림 또는 불평형이 문제가 될 수 있다. 본 논문에서는 3상 구조의 양방향 푸쉬풀 컨버터를 제안한다. 제안하는 컨버터는 저전압단 입력측에 한 개 의 인덕터로 인터리빙 효과를 볼 수 있는 구조로서 앞 서 언급한 입력 필터 인덕터의 전류 불평형 문제가 없 다. 또한 3상 구조 이면서도 고주파 변압기의 코아를 하 나로 사용하여 3개의 코아를 각각 사용한 구조보다 부 피 및 무게가 작으며 상대적으로 결선보다 변압기 각 상간의 불평형이 적은 Y-Y 구조로 [6] 변압기가 결선 되 어있다. 또한 제안하는 컨버터는 앞서 언급한 PPS [5] 방 식을 이용하여 끊김없는 양방향 모드전환이 가능하고 모든 스위치가 영전압 스위칭을 성취한다. a b c Fig 제안하는 컨버터 그림1은 제안하는 양방향 컨버터의 회로도를 나타낸 다. 기본 구조는 3상 DAB로 구성 되어 있으며 1차측 중성점(n)에 필터 인덕터(Filter inductor : )를 통해 저 전압단 전압원이 연결되는 전류원 푸쉬풀 구조이다. 저 전압단(Low voltage side : LVS)에는 6개의 스위치( )로 구성된 3상 브릿지와 필터 인덕터 그리고 클램 프 캐패시터(Clamp capacitor : CC)로 구성되어 있으며 이 구조만 보면 3상 부스트 컨버터 구조이다. 고전압단 (High voltage side : HVS)에는 6개의 스위치( ) 로 구성된 3상 브릿지로 구성되어있다. 그리고 그림 2와 같이 Y-Y로 결선된 3상 고주파 변압기가 있다. n o Physical construction of the transformer p q r 는 승압동작시 전류원으로 동작하여 제안하는 컨버터 가 승압동작을 할 수 있게 도와주고, 반대로 강압동작시 에는 필터역할을 하여 전압 및 전류 리플을 감소시킨다. 2.1 스위칭 방법 그림 3은 제안하는 컨버터의 스위칭 방법이다. 저전압 단 하측 스위치,, 와 고전압단 하측 스위치,, 가 메인듀티 D가 되고 저전압단 상측 스위 치,, 와 고전압단 상측 스위치,, 는 메인듀티와 비대칭 상보적인 동작을 한다. 또한, 각 래그(Lag)간에 위상차를 120 씩 3상으로 동작시켜 인터 리빙 효과를 갖기 때문에 수동소자들의 유효주파수는 스위칭 주파수의 3배로 동작한다. 따라서 동일한 스위칭 주파수의 단상 컨버터에 비하여 수동소자의 부피가 작 고 스위치의 전류 분담 효과로 각 스위치의 전류 부담 이 작다. 제안하는 컨버터는 1 2차측 간의 위상차를 제어하는 위상( )제어와 PWM 방식의 듀티(D)제어 이렇게 두 개의 자유도를 갖는다. 는 컨버터의 전력의 흐름(출력 전력)을 결정하는 제어변수(Control variable)이다. 1차측 위상이 2차측 위상보다 앞서면 저전압단에서 고전압단 으로 전력을 전달하는 승압 동작을 하고, 반대로 위상이 f f Fig. 3 S L2 S H2 S H2 S L2 T S (a) T S S L1 S H1 S L1 S H1 (b) Switching pattern of the proposed converter (a) boost mode (b) buck mode I L LVS L f HVS S L1 S L3 S L5 v Lk1 1 : N S H1 S H3 S H5 a i an L k1 v Lk2 v p1 N P1 N S1 p V L V b i bn c S L2 S L4 S L6 i cn L k2 v Lk3 L k3 n v p2 N P2 v p3 N P3 Primary N S2 N S3 q o S H2 S H4 S H6 Secondary r V H Fig. 1 Circuit diagram of the proposed converter

3 The Transactions of the Korean Institute of Power Electronics, Vol. 18, No. 4, August 뒤지면 고전압단에서 저전압단으로 전력을 전달하는 강 [1] 압 동작을 한다. 의 식 (30)으로부터 컨버터의 출력전 력에 대한 식을 다음과 같이 구할 수 있다. (1) (6) 부하가 외부에 의해서 결정된다면 는 출력전압을 결정하는 제어변수가 될 것이다. 반면에 D는 클램프 캐 패시터 전압 V을 결정하는 제어변수가 되며 에 걸 리는 전압은 다음과 같이 결정된다. (2) 이 때 입 출력 리플과 무효 전력을 최소화 [1] 하기 위한 V는 다음과 같이 선정한다. (3) 위의 식 (3)과같이 V를 결정하여 식 (1)을 다시 정 리하면 (4) 이 된다. 위 식을 통해 에 의해 출력전력 Po의 양과 방향이 결정되며 양의 값을 갖는 것은 승압동작이고 음 의 값인 경우는 강압동작이 된다. 따라서 에 따라 끊 김없는 모드전환이 가능하다는 것을 알 수 있다. 2.2 동작원리 동작원리에 앞서 CC와 는 충분히 커서 각각 전압원 과 전류원이라 가정하여 한주기 TS동안 V와 IL은 일 정한 상수값으로 보고, 각 래그의 스위치간에 데드타임 은 무시한다. 키르히호프의 전류 법칙(Kirchhoff s Current Law : KCL)에 의해 변압기 1차측 각 상에 흐 르는 전류 ian, ibn, icn의 합은 IL이 되고 이 전류들은 각 상에 스위치의 전류가 된다. 1차측 래그의 상전압과 변 압기 권선에 걸리는 전압은 각각 다음과 같다. (5) 그리고 변압기의 누설인덕터와 필터인덕터에 걸리는 전압은 다음과 같이 정의할 수 있다. (7) (8) (1) 승압동작 그림 4는 제안하는 컨버터의 승압동작의 주요 파형이 고 그림 5는 각 모드별 동작을 나타낸 그림이다. Mode 1 [t0 t1] : 이 모드가 시작되기 전에 스위치,,,, 그리고 가 켜져 있었고 t = t0 가 되면 스위치 이 꺼지고 를 켜면 이 모드가 시 작된다. 여기서 는 영전압 상태에서 스위칭을 한다. 식(5), (6), (7)으로부터 Lk1에 걸리는 전압을 구하면 (9) 이 된다. 그에 따라 양의 방향으로 흐르고 있던 ian은 급 격히 감소하기 시작하여 음의 방향으로 바뀌며 그 기울 기는 다음과 같다. (10) 여기서 각 상의 누설인덕턴스는 불균형 없이 동일하다 고 가정하고 Lk를 다음과 같이 정의 한다. (11) 식 (6)와 (9)를 이용하여 vn을 구하면 (12) 이 되므로 식 (8)로부터 이 모드에서 에 걸리는 전압 은 다음과 같다.

4 406 양방향 3상 푸쉬풀 ZVS DC-DC 컨버터 (13) (16) Mode 2 [t1 t2] : t = t1일 때 이 모드는 시작되며 스위치 이 꺼지고 가 영전압 상태에서 켜진다. 이 구간에서 Lk1에 걸리는 전압은 이 된다. 전류는 다시 급격히 감소하기 시작하며 기울기 는 다음과 같다. (14) 이 되고 급격히 감소하던 전류의 기울기는 완만해지며 그 기울기는 다음과 같다. (15) (a) Mode 1 Mode 3 [t2 t3] : t = t2일 때 이 모드가 시작되며 스위치 는 꺼지고 는 t6에서의 과 같이 영전압 스위칭을 이루며 켜지고 Lk1에 걸리는 전압은 S L3 S L2 S L4 S L1 S L3 (b) Mode 2 S L6 f S H2 S L5 S L6 S H1 S H6 S H3 S L5 S H4 S H6 S H3 (c) Mode 3 v an v p1 i bn i cn 2p i an (T S ) (d) Mode 4 v i i v (e) Mode 5 v i i v Fig. 4 t 0 t 1 t 2 t 3 t 4 t 5 t 6 t 7 Key waveforms of the proposed converter in boost mode Fig. 5 (f) Mode 6 Operating modes of the proposed converter in boost mode

5 The Transactions of the Korean Institute of Power Electronics, Vol. 18, No. 4, August (17) 식 (6)와 (16)를 이용하여 vn을 구하면 각각 다음과 같다. (20) (18) 이 되므로 식 (8)로부터 이 모드에서 에 걸리는 전압 은 다음과 같다. (a) Mode 1 (19) Mode 4 [t3 t4] : t = t3에서, 스위치 이 꺼지고 가 켜질 때 는 t7에서의 스위치 과 같이 영전 압 스위칭을 성취하며 켜지고 이 모드는 시작된다. 이 모드에서 Lk1에 걸리는 전압과 흐르는 전류의 기울기는 (b) Mode 2 S L2 S L1 S L3 S L4 S L3 S L6 f S L5 S L6 S H2 S H1 (c) Mode 3 S H3 S H4 S H3 S H6 S L5 S H6 v an v p1 i an i bn i cn 2p (T S ) (d) Mode 4 v i i v (e) Mode 5 i v i v t 0 t 1 t 2 t 3 t 4 t 5 t 6 (f) Mode 6 Fig. 6 Key waveforms of the proposed converter in buck mode Fig. 7 Operating modes of the proposed converter in buck mode

6 408 양방향 3상 푸쉬풀 ZVS DC-DC 컨버터 Table 1 Parameters of the proposed converter Parameter Symbol Value Unit Output power P O 3000 W LVS voltage V L V HVS voltage V H 400 V Clamp capacitor voltage V 200 V Switching frequency f S 50 khz Turn ratio N 2 turn Clamp capacitance C C 18 µf Filter inductance L f 20 µh Leakage inductance L k 3 µh Magnetizing inductance L m 221 µh (21) Mode 5 [t4 t5] : t = t4에서, 스위치 가 꺼지고 는 t0에서의 와 같이 영전압 스위칭을 이루며 켜 지고 Lk1에 걸리는 전압은 (22) 이 된다. ian은 증가하기 시작하지만 전류의 방향은 아직 음의 방향이며 기울기는 다음과 같다. 2차측 스위치의 위상이 1차측 스위치의 위상보다 앞선 다. 따라서 강압동작시 각 누설인덕터에 걸리는 전압은 승압동작을 할 때와 반대이기 때문에 각 권선에 흐르는 전류의 기울기는 반대로 되고 전반적인 동작원리는 승 압동작과 비슷하다. 2.3 영전압 스위칭 조건 그림 4 또는 그림 6으로 부터 각 스위치의 영전압 스 위칭 조건은 다음과 같다. (26) 저전압단 스위치의 영전압 스위칭 조건을 결정하는 요소는 부하의 크기와 의 크기이다. 가 큰 경우 모 든 스위치의 영전압 스위칭 범위는 늘어나고, 부하가 큰 경우 상측 스위치의 영전압 스위칭 범위는 넓어지는 반 면에 하측 스위치는 좁아진다. 고전압단 스위치의 영전 압 스위칭 조건은 의 크기에만 비례한다. 그림 8과 그 림 9는 부하상황에 따라 각 스위치가 켜질 때의 전류 (Turn-on current)를 모의실험을 통해 도식한 그림이다. 약 1kW 이상의 부하에서 모든 스위치가 영전압 스위칭 조건을 만족하는 것을 볼 수 있다. (23) 식 (6)와 (22)로부터 vn는 식 (12)과 같고 에 걸리는 전압은 식 (13)와 같다. Mode 6 [t5 t6] : t = t5에서, 스위치 를 끄고 를 켜준다. 는 t1에서의 와 같이 영전압 스위칭을 성취하며 켜지고 Lk1에 걸리는 전압은 (24) 이 된다. ian은 다시 완만한 기울기로 감소하기 시작하고 그 기울기는 다음과 같다. Fig. 8 Turn-on currents of switches as a function of the output power in boost mode (25) 식 (6)와 (24)로부터 vn는 식 (18)과 같고 에 걸리는 전압은 식 (19)와 같다. (2) 강압동작 그림 6는 제안하는 컨버터의 강압동작의 주요 파형이 고 그림 7는 각 모드별 동작을 나타낸 그림이다. 그림 6 에서 보듯 강압동작을 할 때에는 승압동작과는 반대로 Fig. 9 Turn-on currents of switches as a function of the output power in buck mode

7 The Transactions of the Korean Institute of Power Electronics, Vol. 18, No. 4, August 실험 결과 제안하는 컨버터의 성능을 검증하기 위하여 3kW급 시작품을 설계하여 실험을 하였고, 설계에 사용된 주요 파라미터는 표 1과 같다. 또한 제어를 위한 게이트 신호 를 만들기 위하여 TI 社 의 TMS320F28335를 이용하였고, (a) LVS top switch 50V/div, 5A/div, 5μs/div (a) LVS top switch 50V/div, 5A/div, 5μs/div (b) LVS bottom switch 50V/div, 5A/div, 5μs/div (b) LVS bottom switch 50V/div, 5A/div, 5μs/div (c) HVS top switch 100V/div, 5A/div, 5μs/div (c) HVS top switch 100V/div, 5A/div, 5μs/div (d) HVS bottom switch 100V/div, 5A/div, 5μs/div (d) HVS bottom switch 100V/div, 5A/div, 5μs/div Fig. 10 Experimental waveforms of switch voltages and currents in boost mode (P o=1kw, V L=100V) Fig. 12 Experimental waveforms of switch voltages and currents in buck mode (P o = -1.5kW, V L=100V) I L I L i an i bn i cn i an i bn i cn 5A/div, 5μs/div 5A/div, 5μs/div Fig. 11 Experimental waveforms of filter inductor and primary winding currents in boost mode (P o=1kw, V L=100V) Fig. 13 Experimental waveforms of filter inductor and primary winding currents in buck mode (P o = -1.5kW, V L=100V)

8 410 양방향 3상 푸쉬풀 ZVS DC-DC 컨버터 실험에 사용된 스위치 소자는 IXFN110N60P3를 사용하 였다. 3상 고주파 변압기의 코아는 코아전기 社 의 Ferrite 재질의 EI-118을 컷팅[8]하여 사용하였다. 그림 10과 그림 11는 승압모드에서의 실험파형이다. 모든 스위치가 켜지기 전에 음의방향으로 흐르는 전류 가 있는 것으로 영전압 스위칭을 성취하는 것을 확인할 수 있다. 그림 11는 저전압단 필터 인덕터의 전류와 고 주파 변압기 각 상 전류의 실험 파형이다. IL는 CCM 동작을 하며 인터리빙 효과로 스위칭 주파수보다 3배 큰 주파수로 동작하는 것을 확인할 수 있으며 식 (13)로 부터 의 설계식은 다음과 같이 구할 수 있다. 4. 결 론 본 논문에서는 PPS 방식의 양방향 3상 푸시풀 소프트 스위칭 컨버터를 제안하였다. 제안하는 컨버터는 3상 구 조의 인터리빙 효과로 수동소자의 부피가 작다. 또한 모 든 스위치가 영전압 스위칭을 성취하므로 스위칭 손실 이 작고 고전력밀도를 달성할 수 있다. 제안하는 컨버터 는 PPS방식을 적용하여 승 강압 동작시 동일한 스위칭 패턴으로 동작하기 때문에 끊김없는 양방향 모드전환이 가능하다. (27) 이 연구는 서울과학기술대학교 교내 학술연구비 (일부)지원으로 수행되었습니다. 그림 12은 강압모드에서의 스위치 전압과 전류의 실 험파형이며 마찬가지로 모든 스위치가 영전압 스위칭 성취하는 것을 보인다. 그림 13은 강압동작에서의 필터 인덕터의 전류와 변압기 각상 전류의 실험파형이며 IL이 음의방향에서 CCM 동작을 하는 것을 보인다. 그림 14 는 제안하는 컨버터의 시작품이며 그림 15은 = 80V 일 때 측정한 효율곡선이다. 승압모드에서 최고효율은 2kW에서 95.7%를 달성하였고, 강압모드는 2.5kW에서 96.9%를 달성하였다. Fig. 14 Fig. 15 Photograph of the proposed converter prototype Measured efficiency as a function of the output power at V L = 80V using Yokogawa WT3000 References [1] R. De Doncker, D. Divan, and M. Kheraluwala, A three-phase soft-switched high-power-density dc/dc converter for high-power applications, IEEE Trans. Ind. Appl., Vol. 27, No. 1, pp , Jan./Feb [2] G.-J. Su and L. Tang, A three-phase bidirectional dc-dc converter for automotive applications, in Ind. Appl. Society Annual Meeting, IAS 08. IEEE, pp. 1-7, Oct [3] H. Cha, J. Choi,W. Kim, and V. Blasko, A new bi-directional three-phase interleaved isolated converter with active clamp, in Proc. 24th Annu. IEEE APEC, pp , [4] Z. Wang and H. Li, A soft switching three-phase current-fed bidirectional dc-dc converter with high efficiency over a wide input voltage range, IEEE Trans. Power Electron., Vol. 27, No. 2, pp , Feb [5] D. Xu, C. Zhao, and H. Fan, A PWM plus phase-shift control bidirectional dc-dc converter, IEEE Trans. Power Electron., Vol. 19, No. 3, pp , May [6] Z. Wang and H. Li, Three-phase bidirectional dc-dc converter with enhanced current sharing capability, in Proc. IEEE Energy Convers. Congr. Expo. (ECCE), Atlanta, GA, pp , Sep [7] H. Cha, J. Choi, F. Yoon, A Three-phase Current-fed DC-DC Converter with Active Clamp, The Transactions of the Korean Institute of Power Electronics, Vol. 12, No. 6, pp , Dec [8] J. Park, S. Lee and S. Choi, Design of a High Power Three-Phase ZVS Push-Pull Converter, The Transactions of the Korean Institute of Power Electronics, Vol. 16, No. 3, pp , June [9] S. Lee, J. Park, and S. Choi, A three-phase current-fed push-pull dc-dc converter with active clamp for fuel cell applications, IEEE Trans. Power Electron., Vol. 11, No. 1, pp , Aug

9 The Transactions of the Korean Institute of Power Electronics, Vol. 18, No. 4, August 권민호( 權 民 浩 ) 1985년 8월 17일생. 2012년 서울과학기술대 제어계측공학과 졸업. 2012년 현재 동 대 학원 제어계측공학과 석사과정. 한국인( 韓 國 仁 ) 1985년 9월 27일생. 2010년 서울과학기술대 제어계측공학과 졸업. 2012년 동 대학 산업 대학원 제어계측공학과 졸업(석사). 현재 LG전자 연구원. 박준성( 朴 峻 成 ) 1982년 4월 26일생. 2009년 서울과학기술대 제어계측공학과 졸업. 2011년 동 대학 에너 지환경대학원 신에너지공학과 졸업(석사) 2011년 현재 동 대학원 박사과정. 최세완( 崔 世 琓 ) 1963년 3월 3일생. 1985년 인하대 전자공학과 졸업. 1992년 Texas A&M Univ. 대학원 전기 공학과 졸업(석사). 1995년 동 대학원 졸업(공 박). 1985년~1990년 대우중공업 중앙연구소 대리. 1996년~1997년 삼성전기 종합 연구소 수석연구원. 1997년~현재 서울과학기술대 전기정보공학과 교수. 당 학회 재무이사.

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