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재희 공
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1 The Transactions of the Korean Institute of Power Electronics, Vol. 18, No. 4, August 양방향 3상 푸쉬풀 ZVS DC-DC 컨버터 권민호 1, 한국인 2, 박준성 3, 최세완 A Bidirectional Three-phase Push-pull Zero-Voltage Switching DC-DC Converter Min-Ho Kwon 1, Kook-In Han 2, Jung-Sung Park 3, and Se-Wan Choi Abstract This paper proposes an isolated bidirectional three-phase push-pull dc-dc converter for high power application such as eco-friendly vehicles, renewable energy systems, energy storage systems, and solid-state transformers. The proposed converter achieves of all switches and volume of passive components is small by an effect of three-phase interleaving. The proposed converter has identical switching pattern for both boost and buck mode, and therefore can provide seamless characteristic at the mode transition. A 3kW prototype of the proposed converter has been built and tested to verify the validity of the proposed operation. Keywords: ZVS, soft-switching, bi-directional dc-dc converter, three-phase transformer, push-pull, current-fed Paper number: TKPE ISSN: Corresponding author: schoi@seoultech.ac.kr, Dept. of Electrical & Information Eng., Seoul Nat'l Univ. of Science and Technology Tel: Fax: Dept. of Control & Instrumentation Eng., Seoul Nat'l Univ. of Science and Technology 2 1. 서 론 최근 신재생에너지, 전기자동차, 에너지저장장치, 반도 체변압기 등의 응용분야에서 양방향 DC-DC 컨버터의 필요성이 증대되고 있다. 양방향 컨버터는 크게 변압기 를 이용하여 입 출력간이 전기적으로 절연이 된 절연형 컨버터와 변압기 없이 입 출력측이 공통 영전위를 갖는 비절연형 컨버터로 나눌 수 있는데 이 중 절연형 컨버 터는 전기적인 절연으로 안전성이 높고 변압기 권선비 를 이용하여 요구되는 승 강압비를 달성할 수 있는 장점 이 있다. 기존 절연형 양방향 컨버터는 주로 단상 변압기를 사 용한 풀브릿지 구조, 하프브릿지 구조 또는 푸쉬풀 구조 가 널리 사용되어 왔다. 위와 같은 응용 분야에서는 요 구되는 전력용량이 점차 커지고 있는 추세이므로 전류 부담을 줄이고 스위치의 선정을 용이하게 하며 인터리 EV Component R&D Group, LG Electronics 3 Dept. of New Energy Eng., Seoul Nat'l Univ. of Science and Technology Manuscript received Apr. 9, 2013; accepted Jun. 12, 2013 빙을 적용하여 수동소자의 부피를 줄일 수 있는 3상 양 방향 DC-DC 컨버터에 대한 연구가 활발히 진행되고 있다 [1]. 기존 3상 양방향 컨버터로는 듀얼 능동브릿지(Dual Active Bridge : DAB)컨버터 [1][2], 능동클램프 하프브리 지(Active Clamp Half Bridge) [3][4] 컨버터가 있다. 이 컨 버터 들은 부분 또는 모든 스위치가 영전압 스위칭(Zero Voltage Switching : ZVS)을 성취하는 장점이 있다. 이 중 DAB 컨버터 [1][2] 는 고정 듀티를 사용하고 1차측과 2 차측 간 위상을 조절하여 출력전압 및 전력을 제어하는 데 입 출력 전압 차이가 크면 전류정격 및 리플이 커지 는 단점이 있다. PWM(Pulse Width Modulation) 방식을 사용하는 능동 클램프 하프브릿지 컨버터 [3] 는 승압모드 와 강압모드의 스위칭 패턴이 서로 다르기 때문에 급격 한 모드전환이 요구될 경우 스위칭 패턴의 변화로 인한 과도상태가 시스템의 동특성을 저하시킬 수 있다. Dehong Xu에 의해 처음으로 제안된 PPS (PWM plus Phase-Shift)방식 [5] 을 적용한 능동클램프 하프브릿지 컨 버터 [4] 는 PWM으로 저전압단 전압을 일정하게 제어하고 1차측과 2차측간에 위상을 조절하여 출력전압 및 전력 을 제어하는 방식으로 기존 3상 DAB 컨버터 [1] 의 입 출 력 변동이 클 때의 단점을 보안했을 뿐만 아니라 위상 으로 출력전압 및 전력을 제어하여 끊김없는 모드전환 이 가능한 장점을 유지했다. 그러나 이러한 능동클램프 하프브릿지 컨버터는 저전압단 세 개의 입력 필터 인덕

2 404 양방향 3상 푸쉬풀 ZVS DC-DC 컨버터 터 간에 공차나 기생성분 등으로 인하여 전류 전류쏠림 또는 불평형이 문제가 될 수 있다. 본 논문에서는 3상 구조의 양방향 푸쉬풀 컨버터를 제안한다. 제안하는 컨버터는 저전압단 입력측에 한 개 의 인덕터로 인터리빙 효과를 볼 수 있는 구조로서 앞 서 언급한 입력 필터 인덕터의 전류 불평형 문제가 없 다. 또한 3상 구조 이면서도 고주파 변압기의 코아를 하 나로 사용하여 3개의 코아를 각각 사용한 구조보다 부 피 및 무게가 작으며 상대적으로 결선보다 변압기 각 상간의 불평형이 적은 Y-Y 구조로 [6] 변압기가 결선 되 어있다. 또한 제안하는 컨버터는 앞서 언급한 PPS [5] 방 식을 이용하여 끊김없는 양방향 모드전환이 가능하고 모든 스위치가 영전압 스위칭을 성취한다. a b c Fig 제안하는 컨버터 그림1은 제안하는 양방향 컨버터의 회로도를 나타낸 다. 기본 구조는 3상 DAB로 구성 되어 있으며 1차측 중성점(n)에 필터 인덕터(Filter inductor : )를 통해 저 전압단 전압원이 연결되는 전류원 푸쉬풀 구조이다. 저 전압단(Low voltage side : LVS)에는 6개의 스위치( )로 구성된 3상 브릿지와 필터 인덕터 그리고 클램 프 캐패시터(Clamp capacitor : CC)로 구성되어 있으며 이 구조만 보면 3상 부스트 컨버터 구조이다. 고전압단 (High voltage side : HVS)에는 6개의 스위치( ) 로 구성된 3상 브릿지로 구성되어있다. 그리고 그림 2와 같이 Y-Y로 결선된 3상 고주파 변압기가 있다. n o Physical construction of the transformer p q r 는 승압동작시 전류원으로 동작하여 제안하는 컨버터 가 승압동작을 할 수 있게 도와주고, 반대로 강압동작시 에는 필터역할을 하여 전압 및 전류 리플을 감소시킨다. 2.1 스위칭 방법 그림 3은 제안하는 컨버터의 스위칭 방법이다. 저전압 단 하측 스위치,, 와 고전압단 하측 스위치,, 가 메인듀티 D가 되고 저전압단 상측 스위 치,, 와 고전압단 상측 스위치,, 는 메인듀티와 비대칭 상보적인 동작을 한다. 또한, 각 래그(Lag)간에 위상차를 120 씩 3상으로 동작시켜 인터 리빙 효과를 갖기 때문에 수동소자들의 유효주파수는 스위칭 주파수의 3배로 동작한다. 따라서 동일한 스위칭 주파수의 단상 컨버터에 비하여 수동소자의 부피가 작 고 스위치의 전류 분담 효과로 각 스위치의 전류 부담 이 작다. 제안하는 컨버터는 1 2차측 간의 위상차를 제어하는 위상( )제어와 PWM 방식의 듀티(D)제어 이렇게 두 개의 자유도를 갖는다. 는 컨버터의 전력의 흐름(출력 전력)을 결정하는 제어변수(Control variable)이다. 1차측 위상이 2차측 위상보다 앞서면 저전압단에서 고전압단 으로 전력을 전달하는 승압 동작을 하고, 반대로 위상이 f f Fig. 3 S L2 S H2 S H2 S L2 T S (a) T S S L1 S H1 S L1 S H1 (b) Switching pattern of the proposed converter (a) boost mode (b) buck mode I L LVS L f HVS S L1 S L3 S L5 v Lk1 1 : N S H1 S H3 S H5 a i an L k1 v Lk2 v p1 N P1 N S1 p V L V b i bn c S L2 S L4 S L6 i cn L k2 v Lk3 L k3 n v p2 N P2 v p3 N P3 Primary N S2 N S3 q o S H2 S H4 S H6 Secondary r V H Fig. 1 Circuit diagram of the proposed converter

3 The Transactions of the Korean Institute of Power Electronics, Vol. 18, No. 4, August 뒤지면 고전압단에서 저전압단으로 전력을 전달하는 강 [1] 압 동작을 한다. 의 식 (30)으로부터 컨버터의 출력전 력에 대한 식을 다음과 같이 구할 수 있다. (1) (6) 부하가 외부에 의해서 결정된다면 는 출력전압을 결정하는 제어변수가 될 것이다. 반면에 D는 클램프 캐 패시터 전압 V을 결정하는 제어변수가 되며 에 걸 리는 전압은 다음과 같이 결정된다. (2) 이 때 입 출력 리플과 무효 전력을 최소화 [1] 하기 위한 V는 다음과 같이 선정한다. (3) 위의 식 (3)과같이 V를 결정하여 식 (1)을 다시 정 리하면 (4) 이 된다. 위 식을 통해 에 의해 출력전력 Po의 양과 방향이 결정되며 양의 값을 갖는 것은 승압동작이고 음 의 값인 경우는 강압동작이 된다. 따라서 에 따라 끊 김없는 모드전환이 가능하다는 것을 알 수 있다. 2.2 동작원리 동작원리에 앞서 CC와 는 충분히 커서 각각 전압원 과 전류원이라 가정하여 한주기 TS동안 V와 IL은 일 정한 상수값으로 보고, 각 래그의 스위치간에 데드타임 은 무시한다. 키르히호프의 전류 법칙(Kirchhoff s Current Law : KCL)에 의해 변압기 1차측 각 상에 흐 르는 전류 ian, ibn, icn의 합은 IL이 되고 이 전류들은 각 상에 스위치의 전류가 된다. 1차측 래그의 상전압과 변 압기 권선에 걸리는 전압은 각각 다음과 같다. (5) 그리고 변압기의 누설인덕터와 필터인덕터에 걸리는 전압은 다음과 같이 정의할 수 있다. (7) (8) (1) 승압동작 그림 4는 제안하는 컨버터의 승압동작의 주요 파형이 고 그림 5는 각 모드별 동작을 나타낸 그림이다. Mode 1 [t0 t1] : 이 모드가 시작되기 전에 스위치,,,, 그리고 가 켜져 있었고 t = t0 가 되면 스위치 이 꺼지고 를 켜면 이 모드가 시 작된다. 여기서 는 영전압 상태에서 스위칭을 한다. 식(5), (6), (7)으로부터 Lk1에 걸리는 전압을 구하면 (9) 이 된다. 그에 따라 양의 방향으로 흐르고 있던 ian은 급 격히 감소하기 시작하여 음의 방향으로 바뀌며 그 기울 기는 다음과 같다. (10) 여기서 각 상의 누설인덕턴스는 불균형 없이 동일하다 고 가정하고 Lk를 다음과 같이 정의 한다. (11) 식 (6)와 (9)를 이용하여 vn을 구하면 (12) 이 되므로 식 (8)로부터 이 모드에서 에 걸리는 전압 은 다음과 같다.

4 406 양방향 3상 푸쉬풀 ZVS DC-DC 컨버터 (13) (16) Mode 2 [t1 t2] : t = t1일 때 이 모드는 시작되며 스위치 이 꺼지고 가 영전압 상태에서 켜진다. 이 구간에서 Lk1에 걸리는 전압은 이 된다. 전류는 다시 급격히 감소하기 시작하며 기울기 는 다음과 같다. (14) 이 되고 급격히 감소하던 전류의 기울기는 완만해지며 그 기울기는 다음과 같다. (15) (a) Mode 1 Mode 3 [t2 t3] : t = t2일 때 이 모드가 시작되며 스위치 는 꺼지고 는 t6에서의 과 같이 영전압 스위칭을 이루며 켜지고 Lk1에 걸리는 전압은 S L3 S L2 S L4 S L1 S L3 (b) Mode 2 S L6 f S H2 S L5 S L6 S H1 S H6 S H3 S L5 S H4 S H6 S H3 (c) Mode 3 v an v p1 i bn i cn 2p i an (T S ) (d) Mode 4 v i i v (e) Mode 5 v i i v Fig. 4 t 0 t 1 t 2 t 3 t 4 t 5 t 6 t 7 Key waveforms of the proposed converter in boost mode Fig. 5 (f) Mode 6 Operating modes of the proposed converter in boost mode

5 The Transactions of the Korean Institute of Power Electronics, Vol. 18, No. 4, August (17) 식 (6)와 (16)를 이용하여 vn을 구하면 각각 다음과 같다. (20) (18) 이 되므로 식 (8)로부터 이 모드에서 에 걸리는 전압 은 다음과 같다. (a) Mode 1 (19) Mode 4 [t3 t4] : t = t3에서, 스위치 이 꺼지고 가 켜질 때 는 t7에서의 스위치 과 같이 영전 압 스위칭을 성취하며 켜지고 이 모드는 시작된다. 이 모드에서 Lk1에 걸리는 전압과 흐르는 전류의 기울기는 (b) Mode 2 S L2 S L1 S L3 S L4 S L3 S L6 f S L5 S L6 S H2 S H1 (c) Mode 3 S H3 S H4 S H3 S H6 S L5 S H6 v an v p1 i an i bn i cn 2p (T S ) (d) Mode 4 v i i v (e) Mode 5 i v i v t 0 t 1 t 2 t 3 t 4 t 5 t 6 (f) Mode 6 Fig. 6 Key waveforms of the proposed converter in buck mode Fig. 7 Operating modes of the proposed converter in buck mode

6 408 양방향 3상 푸쉬풀 ZVS DC-DC 컨버터 Table 1 Parameters of the proposed converter Parameter Symbol Value Unit Output power P O 3000 W LVS voltage V L V HVS voltage V H 400 V Clamp capacitor voltage V 200 V Switching frequency f S 50 khz Turn ratio N 2 turn Clamp capacitance C C 18 µf Filter inductance L f 20 µh Leakage inductance L k 3 µh Magnetizing inductance L m 221 µh (21) Mode 5 [t4 t5] : t = t4에서, 스위치 가 꺼지고 는 t0에서의 와 같이 영전압 스위칭을 이루며 켜 지고 Lk1에 걸리는 전압은 (22) 이 된다. ian은 증가하기 시작하지만 전류의 방향은 아직 음의 방향이며 기울기는 다음과 같다. 2차측 스위치의 위상이 1차측 스위치의 위상보다 앞선 다. 따라서 강압동작시 각 누설인덕터에 걸리는 전압은 승압동작을 할 때와 반대이기 때문에 각 권선에 흐르는 전류의 기울기는 반대로 되고 전반적인 동작원리는 승 압동작과 비슷하다. 2.3 영전압 스위칭 조건 그림 4 또는 그림 6으로 부터 각 스위치의 영전압 스 위칭 조건은 다음과 같다. (26) 저전압단 스위치의 영전압 스위칭 조건을 결정하는 요소는 부하의 크기와 의 크기이다. 가 큰 경우 모 든 스위치의 영전압 스위칭 범위는 늘어나고, 부하가 큰 경우 상측 스위치의 영전압 스위칭 범위는 넓어지는 반 면에 하측 스위치는 좁아진다. 고전압단 스위치의 영전 압 스위칭 조건은 의 크기에만 비례한다. 그림 8과 그 림 9는 부하상황에 따라 각 스위치가 켜질 때의 전류 (Turn-on current)를 모의실험을 통해 도식한 그림이다. 약 1kW 이상의 부하에서 모든 스위치가 영전압 스위칭 조건을 만족하는 것을 볼 수 있다. (23) 식 (6)와 (22)로부터 vn는 식 (12)과 같고 에 걸리는 전압은 식 (13)와 같다. Mode 6 [t5 t6] : t = t5에서, 스위치 를 끄고 를 켜준다. 는 t1에서의 와 같이 영전압 스위칭을 성취하며 켜지고 Lk1에 걸리는 전압은 (24) 이 된다. ian은 다시 완만한 기울기로 감소하기 시작하고 그 기울기는 다음과 같다. Fig. 8 Turn-on currents of switches as a function of the output power in boost mode (25) 식 (6)와 (24)로부터 vn는 식 (18)과 같고 에 걸리는 전압은 식 (19)와 같다. (2) 강압동작 그림 6는 제안하는 컨버터의 강압동작의 주요 파형이 고 그림 7는 각 모드별 동작을 나타낸 그림이다. 그림 6 에서 보듯 강압동작을 할 때에는 승압동작과는 반대로 Fig. 9 Turn-on currents of switches as a function of the output power in buck mode

7 The Transactions of the Korean Institute of Power Electronics, Vol. 18, No. 4, August 실험 결과 제안하는 컨버터의 성능을 검증하기 위하여 3kW급 시작품을 설계하여 실험을 하였고, 설계에 사용된 주요 파라미터는 표 1과 같다. 또한 제어를 위한 게이트 신호 를 만들기 위하여 TI 社 의 TMS320F28335를 이용하였고, (a) LVS top switch 50V/div, 5A/div, 5μs/div (a) LVS top switch 50V/div, 5A/div, 5μs/div (b) LVS bottom switch 50V/div, 5A/div, 5μs/div (b) LVS bottom switch 50V/div, 5A/div, 5μs/div (c) HVS top switch 100V/div, 5A/div, 5μs/div (c) HVS top switch 100V/div, 5A/div, 5μs/div (d) HVS bottom switch 100V/div, 5A/div, 5μs/div (d) HVS bottom switch 100V/div, 5A/div, 5μs/div Fig. 10 Experimental waveforms of switch voltages and currents in boost mode (P o=1kw, V L=100V) Fig. 12 Experimental waveforms of switch voltages and currents in buck mode (P o = -1.5kW, V L=100V) I L I L i an i bn i cn i an i bn i cn 5A/div, 5μs/div 5A/div, 5μs/div Fig. 11 Experimental waveforms of filter inductor and primary winding currents in boost mode (P o=1kw, V L=100V) Fig. 13 Experimental waveforms of filter inductor and primary winding currents in buck mode (P o = -1.5kW, V L=100V)

8 410 양방향 3상 푸쉬풀 ZVS DC-DC 컨버터 실험에 사용된 스위치 소자는 IXFN110N60P3를 사용하 였다. 3상 고주파 변압기의 코아는 코아전기 社 의 Ferrite 재질의 EI-118을 컷팅[8]하여 사용하였다. 그림 10과 그림 11는 승압모드에서의 실험파형이다. 모든 스위치가 켜지기 전에 음의방향으로 흐르는 전류 가 있는 것으로 영전압 스위칭을 성취하는 것을 확인할 수 있다. 그림 11는 저전압단 필터 인덕터의 전류와 고 주파 변압기 각 상 전류의 실험 파형이다. IL는 CCM 동작을 하며 인터리빙 효과로 스위칭 주파수보다 3배 큰 주파수로 동작하는 것을 확인할 수 있으며 식 (13)로 부터 의 설계식은 다음과 같이 구할 수 있다. 4. 결 론 본 논문에서는 PPS 방식의 양방향 3상 푸시풀 소프트 스위칭 컨버터를 제안하였다. 제안하는 컨버터는 3상 구 조의 인터리빙 효과로 수동소자의 부피가 작다. 또한 모 든 스위치가 영전압 스위칭을 성취하므로 스위칭 손실 이 작고 고전력밀도를 달성할 수 있다. 제안하는 컨버터 는 PPS방식을 적용하여 승 강압 동작시 동일한 스위칭 패턴으로 동작하기 때문에 끊김없는 양방향 모드전환이 가능하다. (27) 이 연구는 서울과학기술대학교 교내 학술연구비 (일부)지원으로 수행되었습니다. 그림 12은 강압모드에서의 스위치 전압과 전류의 실 험파형이며 마찬가지로 모든 스위치가 영전압 스위칭 성취하는 것을 보인다. 그림 13은 강압동작에서의 필터 인덕터의 전류와 변압기 각상 전류의 실험파형이며 IL이 음의방향에서 CCM 동작을 하는 것을 보인다. 그림 14 는 제안하는 컨버터의 시작품이며 그림 15은 = 80V 일 때 측정한 효율곡선이다. 승압모드에서 최고효율은 2kW에서 95.7%를 달성하였고, 강압모드는 2.5kW에서 96.9%를 달성하였다. Fig. 14 Fig. 15 Photograph of the proposed converter prototype Measured efficiency as a function of the output power at V L = 80V using Yokogawa WT3000 References [1] R. De Doncker, D. Divan, and M. Kheraluwala, A three-phase soft-switched high-power-density dc/dc converter for high-power applications, IEEE Trans. Ind. Appl., Vol. 27, No. 1, pp , Jan./Feb [2] G.-J. Su and L. Tang, A three-phase bidirectional dc-dc converter for automotive applications, in Ind. Appl. Society Annual Meeting, IAS 08. IEEE, pp. 1-7, Oct [3] H. Cha, J. Choi,W. Kim, and V. Blasko, A new bi-directional three-phase interleaved isolated converter with active clamp, in Proc. 24th Annu. IEEE APEC, pp , [4] Z. Wang and H. Li, A soft switching three-phase current-fed bidirectional dc-dc converter with high efficiency over a wide input voltage range, IEEE Trans. Power Electron., Vol. 27, No. 2, pp , Feb [5] D. Xu, C. Zhao, and H. Fan, A PWM plus phase-shift control bidirectional dc-dc converter, IEEE Trans. Power Electron., Vol. 19, No. 3, pp , May [6] Z. Wang and H. Li, Three-phase bidirectional dc-dc converter with enhanced current sharing capability, in Proc. IEEE Energy Convers. Congr. Expo. (ECCE), Atlanta, GA, pp , Sep [7] H. Cha, J. Choi, F. Yoon, A Three-phase Current-fed DC-DC Converter with Active Clamp, The Transactions of the Korean Institute of Power Electronics, Vol. 12, No. 6, pp , Dec [8] J. Park, S. Lee and S. Choi, Design of a High Power Three-Phase ZVS Push-Pull Converter, The Transactions of the Korean Institute of Power Electronics, Vol. 16, No. 3, pp , June [9] S. Lee, J. Park, and S. Choi, A three-phase current-fed push-pull dc-dc converter with active clamp for fuel cell applications, IEEE Trans. Power Electron., Vol. 11, No. 1, pp , Aug

9 The Transactions of the Korean Institute of Power Electronics, Vol. 18, No. 4, August 권민호( 權民浩 ) 1985년 8월 17일생. 2012년 서울과학기술대 제어계측공학과 졸업. 2012년 현재 동 대 학원 제어계측공학과 석사과정. 한국인( 韓國仁 ) 1985년 9월 27일생. 2010년 서울과학기술대 제어계측공학과 졸업. 2012년 동 대학 산업 대학원 제어계측공학과 졸업(석사). 현재 LG전자 연구원. 박준성( 朴峻成 ) 1982년 4월 26일생. 2009년 서울과학기술대 제어계측공학과 졸업. 2011년 동 대학 에너 지환경대학원 신에너지공학과 졸업(석사) 2011년 현재 동 대학원 박사과정. 최세완( 崔世琓 ) 1963년 3월 3일생. 1985년 인하대 전자공학과 졸업. 1992년 Texas A&M Univ. 대학원 전기 공학과 졸업(석사). 1995년 동 대학원 졸업(공 박). 1985년~1990년 대우중공업 중앙연구소 대리. 1996년~1997년 삼성전기 종합 연구소 수석연구원. 1997년~현재 서울과학기술대 전기정보공학과 교수. 당 학회 재무이사.

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1_12-53(김동희)_.hwp 본논문은 2012년전력전자학술대회우수추천논문임 Cascaded BuckBoost 컨버터를 이용한 태양광 모듈 집적형 저전압 배터리 충전 장치 개발 472 강압이 가능한 토폴로지를 이용한 연구도 진행되었지만 제어 알고리즘의 용의성과 구조의 간단함 때문에 BuckBoost 컨버터 또는 Sepic 컨버터를 이용하여 연구 가 진행되었다[10][13]. 태양광 발전