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경식 유
6 years ago
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1 전력전자학술대회논문집 ~ 7.15 파형정형기법에의한새로운고역률통신용정류기시스템 배영상 *, 최세완 *, 원충연 **, 김규식 *** 서울산업대학교 *, 성균관대학교 **, 서울시립대학교 *** New High Power Factor Telecommunication Rectifier Systems by a Wave-Shaping Technique Youngsang Bae, Sewan Choi, Chungyeun Won, and Gyusik Kim Seoul National Univ. of Tech., Sungkyunkwan Univ., Univ. of Seoul ABSTRACT 본논문에서는 2 대의다이오드정류기에풀브리지컨버터를이용하여전류의파형을능동적으로만들어정현파의입력전류를얻는새로운통신용정류기시스템을제안한다. 본방식으로낮은직류전압 (48V) 을직접출력하며전압의조정도가능하다. 또한역률개선을위한부가적인회로와그에따르는제어가필요하지않고연속도통모드로동작하여비교적높은전력에적용이가능하다. 제안한방식의동작원리와제어및설계방법을기술하고 1.7KW 축소모형으로부터의실험결과를제시한다. 1. 서론 최근분산전원시스템이나통신용정류기의수요가증가함에따라고효율, 고역률, 고밀도, 고신뢰성및저가격을위한기술이요구되고있다. 특히고품질의전원이요구되는통신용장치에서발생하는고조파전류에의한전력계통에서의문제가심각히대두됨에따라 IEEE519 또는 IEC 등의고조파규제지침이출현하게되었고최근에는유럽등선진국을중심으로가전제품은물론통신용정류기등산업용에도그적용이확대되어가고있는추세이다. 따라서이러한고조파를저감하기위한연구와실용화가진행되고있는데, 특히 3 상통신용정류기에서적용되고있는방식으로서 6- 스위치 PWM 정류기 [1] 가있다. 이방식으로고역률의입력성능을얻을수있으나제어가복잡하고스위치의수가많아효율등에한계가있다. 3 상의다이오드정류기와단일스위치의부스트컨버터를사용하는방식 [2] 은구조가간단하고제어가용이하여저가격으로구현할수있는방식이나입력전류의불연속도통모드 (Discontinuous Conduction Mode) 동작으로인하여비교적큰입력필터가필요하며, 턴오프시 발생하는스위치의전류스트레스등으로인하여일반적으로 10KW 급이상에서는적용이어렵다 [3]. 또한 3 대의단상다이오드와단상부스트컨버터를병렬로연결하여사용하는방식 [4] 은연속도통모드 (Continuous Conduction Mode) 에서동작하며모듈화가가능한장점이있지만소자의수가많은단점이있다. 그리고최근에 3 대의다이오드와풀브리지 DC-DC 컨버터를 3 상오토트랜스포머에연결하여입력에 18 펄스의입력전류를얻을수있는방식 [5] 이보고되었는데이방식은 2 단의전력변환으로직류 60V 를얻을수있는장점이있으나이방식역시소자의수가많은단점이있다. 본논문에서는 2 대의다이오드정류기와저감된용량을갖는 3 상오토트랜스포머에 2 대의풀브리지컨버터를이용하여전류의파형을능동적으로만들어정현파의입력전류를얻는것과동시에직접낮은직류출력전압 (48V) 을얻을수있는새로운방식의통신용정류기시스템을제안한다. 본방식의특징은다음과같다. 2 단의전력변환으로역률 1 의입력전원품질을얻을수있으며절연된직류전압의출력과조정이가능하다. 역률개선을위한부가적인회로와그에따르는제어가필요하지않다. 연속도통모드로동작하여비교적높은전력에적용이가능하다. 3 상오토트랜스포머의 VA 정격은부하전력의 24% 이고전체회로의용적이비교적작다. 2. 제안하는파형정형기법 그림 1 은제안하는통신용정류기시스템의주회로를나타낸다. 이회로는저용량 (0.24P o) 의 3 상오토트랜스포머와 2 대의 3 상다이오드정류기및 2 대의풀브리지 DC-DC 컨버터로이루어져있다. 또한고주파변압기의 691

그림 1 제안하는통신용정류기시스템 그림 3 제어블록도 동작을하게되고이동작은그림 2와같이상측과하측의스위칭함수 S a1 과 S a2 등으로나타낼수있다. 각인덕터에그림 2와같은전류파형의 i L1 과 i L2 를만들어주면다이오드정류기의스위칭함수로인해정류기입력전류 i a1 과 i a2 는그림 2와같이된다.

2 그림 1 제안하는통신용정류기시스템 그림 3 제어블록도 동작을하게되고이동작은그림 2와같이상측과하측의스위칭함수 S a1 과 S a2 등으로나타낼수있다. 각인덕터에그림 2와같은전류파형의 i L1 과 i L2 를만들어주면다이오드정류기의스위칭함수로인해정류기입력전류 i a1 과 i a2 는그림 2와같이된다. 이와같이다이오드정류기의입력전류가결정되면오토트랜스포머의기자력관계식에의해전원전류 i a 가결정이되는데이는그림 2와같이역률 1의순수한정현파가된다. 그림 3은제안하는파형정형기법에의한고조파저감방식을구현하기위한제어블록도를나타낸다. 먼저지령치 v * o 와검출된출력전압 v o 의오차는 PI 제어기에입력되어각풀브리지컨버터의인덕터에흐르는전류의크기지령신호가된다. 이크기지령신호는단위화 (Normalize) 된모양지령신호 i L1,N, i L2,N 과곱해져각인덕터전류의기준신호인 i * L1, i * L2 가된다. 그리고인덕터지령전류 i * L1, i * L2 는검출된인덕터전류 i L1, i L2 와비교하여발생된오차를 PI 제어를행한후게이트구동부에인가되어각풀브리지컨버터의스위치를구동하게된다. 이때지령전류 i L1,N 과 i L2,N 은그림과같이전원전압의굵은선으로나타낸부분으로부터얻을수있으며이파형을미리 Look Up Table 에저장하여놓은다음영전위검출 (Zero Cross Detector) 과 PLL(Phase Locked Loop) 회로를이용하여전원전압과동기시켜출력시킨다. 이러한제어방식으로입력측의인덕터전류제어는물론출력전압 v o 를조정할수있다. 그림 2 제안한방식의주요파형 (I o =1pu, 1 차측권선 /2 차측권선 =0.1546) 2 차측권선은출력전압과전류의균형을위해그림과같이직렬로연결이된다. 그리고본방식에서제안한전류제어의구현을위해풀브리지컨버터는전류원으로동작이되어야하므로풀브리지컨버터의입력측에는각각인덕터를연결한다. 또한오토트랜스포머는전원전압을입력받아전원전압보다각각 15 앞서고뒤지는두셋트의 3 상전압을만들어주며이들은각다이오드브리지에입력되어서로 30 의위상차를가지며온 - 오프 3. 동작모드와소자설계 3.1 동작모드본방식의전류원풀브리지 DC-DC 컨버터는일반적인하드스위칭방식으로구현했다. 또한제안한파형정형기법을구현하기위하여두대의풀브리지컨버터는각각독립적으로동작이되며상측과하측컨버터의 9 가지스위칭조합은그림 4 와같이 4 가지동작모드로크게구분을할수있다. 각모드별동작의특징을살펴보기로한다. 모드 1 : 이구간은 S11-S12(S14-S13) 와 S21-692

모드 1 모드 2 여 2 차측에에너지가전달된다. 이때출력전압 는 2 차측변압기의상측과하측에동일하게 0.5 가걸리고이로인하여두인덕터에흐르는전류는감소하게된다. 모드 3 : 이구간은상측의 S11-S12(S14-S13) 와하측의 4 개의모든스위치가도통하는구간으로서다이오드 D1(D2) 이도통하게된다.

3 모드 1 모드 2 여 2 차측에에너지가전달된다. 이때출력전압 는 2 차측변압기의상측과하측에동일하게 0.5 가걸리고이로인하여두인덕터에흐르는전류는감소하게된다. 모드 3 : 이구간은상측의 S11-S12(S14-S13) 와하측의 4 개의모든스위치가도통하는구간으로서다이오드 D1(D2) 이도통하게된다. 이때하측의변압기 1 차측의전압이 0 이되므로상측에출력전압 가걸리게되어스위치전압스트레스가증가하고, 상측인덕터의전류는감소하며하측인덕터의전류는증가한다. 하측의한쌍의스위치와상측의 4 개의모든스위치가도통하는구간도모드 3 에서와같은방법으로설명할수있다. 모드 4 : 이구간은상측과하측의모든스위치가도통하는구간으로 2 차측의다이오드는모두턴오프되어부하는커패시터의방전전류로공급된다. 이때상측과하측의인덕터전류는증가하고입력전압이모두인덕터에걸린다. 3.2 소자설계그림 4 의모드별동작원리에서보듯이각풀브리지컨버터의인덕터전압으로부터입출력관계식을유도하면다음과같다. 모드 3 V d1 = (1-D)N1 입력전압 V ab=220v,rms 출력전압 =48V dc 인경 우를가정하면 (1) (2) 모드 4 그림 4 모드별 동작원리 S22(S24-S23) 와같이상측과하측에있는동일한대각선상의스위치쌍이도통하는구간으로서다이오드 D1(D2) 이도통하여 2 차측에에너지가전달된다. 이때출력전압 는 2 차측변압기의상측과하측에동일하게 0.5 가걸리고이로인하여두인덕터에흐르는전류는감소하게된다. 모드 2 : 이구간은 S11-S12(S14-S13) 와 S24 -S23(S21-S22) 와같이상측과하측에있는서로다른대각선상의스위치쌍이도통하는구간으로서이때는상측과하측의인덕터전류의크기에따라 2 차측도통다이오드가결정된다. 예를들어, 상측의전류가하측의전류보다크다면 D1(D2) 이도통하 또한전류원 DC-DC 컨버터의듀티비는 D>0.5 를만족해야하므로식 (1), (2) 에서고주파변압기턴비는다음을만족해야한다. (3) 따라서스위치의전압스트레스가최소가되는변압기턴비는다음과같다. N1 : = 13 : 1 (4) 또한인덕터에흐르는전류의크기는 V d1 = i L, rms = i L, peak 3 (1-D)N1 = 2i L, avg I o (5) = 1 3 2i L, avg (6) 693

4 과같이구할수있다. 5kW 설계예제안한방법의설계예로서다음의파라미터를가정하였다. P o =5kW, V LL =220, =48V, f sw =40kHz, N1:=13:1 출력전류를계산하면 I o = P o =104.17A (7) 이고오토트랜스포머와풀브리지컨버터스위치, 부하측정류다이오드의정격을계산하여표 1 에정리하였다. 소자 오토트랜스포머 풀브리지컨버터스위치 부하측정류다이오드 1 차측권선 2 차측권선 표 1 각소자정격계산 VA(%)= 계산식 설계값 (5kW) V LL 220V (1-D) N1 I o 1.3A V LL 3 tan15 34V 2 3 i L,rms 7.1A 1 2 V rms I rms I o kVA (24%) N1 624V i L, pk 15A i L,rms 2 6.2A 2 96V 4. 실험결과 i L, pk N1 i sw,rms N1 195A 80A 그림 5 는제안한방식의각전류의실험파형을나타낸다. 그림 3 에의해서발생된인덕터전류 i L1, i L2 를그림 5(a) 와그림 5(b) 에나타낸다. 이전류들은각다이오드정류기의스위칭함수에의해서나타나는다이오드정류기의입력전류 i a1, i a2 로그림 5(c) 와그림 5(d) 에나타냈다. 각각의다이오드정류기의입력전류와오토트랜스포머의기자력관계식으로부터그림 5(e) 와같은정현파에가까운전원전류 i a 를얻었다. 그림 5(f) 에는전원전류 i a 에대한 FFT 를나타내고그림 5(g) 는출려전압 48V 를 나타냈다. 5. 결론 본논문에서는파형정형기법에의해정현파의입력을갖는고역률의정류기시스템을제안하였다. 제안한방식은역률개선을위한부가적인회로와그에따르는제어가필요하지않고낮은직류전압 (48V) 을직접출력하며전압의조정도가능하다. 또한연속도통모드 (Continuous Conduction Mode) 로동작하여비교적높은전력에적용이가능하다. 제안한방식의동작원리와제어및설계방법을기술하고 1.7KW 축소모형으로부터의실험결과를제시하였다. 본연구는한국과학재단목적기초연구지원 (R ) 으로수행되었음. 참고문헌 [1] S. Ohtsu and S. Muroyama, K. Yamamoto "A compact, High-Efficiency and High-Power -Factor Rectifier for Telecommunications Systems IEEE APEC Conf. Vol. 2, pp March [2] N. Backman and H. Thorslund, "A New lght-weigt 100A/48V Three-Phase Rectifier IEEE Telecommunications Energy Conf. pp Nov [3] J.W. Kolar and H. Ertl, "Status of the Techniques of Three-Phase Rectifier Systems with Low Effects on the Mains IEEE Telecommunications Energy Conf. pp.16 Jun [4] G. Spiazzi and F.C. Lee, Implementation of Single-Phase Boost Power Factor Correction Circuits in Three-Phase Applications, IEEE Trans. on Industrial Electronics, Vol. 44, pp Jun [5] F.J.M.,Seixas and Barbi, I. "A 12kW Three- Phase Low THD Rectifier with High-Frequency Isolation and Regulated DC Output", IEEE Trans. on Power Electronics, Vol. 19, pp March [6] Falcondes Jose Mendes de Seixas and Ivo Barbi, "A New Three-Phase Low THD Power Supply with High-Frequency Isolation and 60V/200A Regulated DC Output," IEEE PESC. 2001, Vol. 3, pp , [7] R. Gopinath, S, Kim, J, Hahn, M. Webster, J. Burghardt, S. Campbell, D. Becker, P. Enjeti, M. Yeary, J. Howze, "Development of a low cost fuel cell inverter system with DSP control", IEEE PESC Record, pp. 309~314 Vol.1,

5 (a) (b) (c) i a1 (d) i a2 (e) i a (f) i a 의 FFT (g) 그림 5 실험파형 695

실험 5

실험 5 실험. OP Amp 의기초회로 Inverting Amplifier OP amp 를이용한아래와같은 inverting amplifier 회로를고려해본다. ( 그림 ) Inverting amplifier 위의회로에서 OP amp의 입력단자는 + 입력단자와동일한그라운드전압, 즉 0V를유지한다. 또한 OP amp 입력단자로흘러들어가는전류는 0 이므로, 저항에흐르는전류는다음과같다.