애플리케이션 노트 AN-47 TOPwitch-JX 제품군 디자인 안내서 소개 TOPwitch-JX는 오프라인 파워 서플라이용으로 설계된 고집적 모놀리식 오프라인 스위칭 I입니다. TOPwitch-JX를 사용하면 모든 부하 상태에서 높은 효율을 제공하는 동시에 파워 서플라이를 최대 244W까지 설계할 수 있습니다. TOPwitch-JX는 또한 부하가 낮을 때 그리고 대기(무부하) 모드 작동 시 매우 탁월한 성능을 지닙니다. TOPwitch-JX 제품군을 통해 설계자는 최신 에너지 효율 표준에 대한 효율성 요구 사항을 쉽게 충족할 수 있습니다. 혁신적인 독점 기능을 이용하여 전체 설계 기간과 시스템 비용은 줄이면서 비용적으로 효율적이고 컴팩트한 스위칭 파워 서플라이를 설계할 수 있습니다. TOPwitch-JX 제품군은 강력한 기능을 갖춘 파워 서플라이의 설계를 가능하게 해주며, 출력 OP(과전압 보호), 출력 OPP(과부하 보호), 히스테리시스(Hysteresis)를 갖고 있는 써멀 보호 등의 강화된 안전 기능도 갖추고 있습니다. 이 제품군의 각 제품에는 고압 파워 MOFET 및 해당 컨트롤러가 모놀리식으로 집적되어 있습니다. 내부 스타트 업 바이어스 전류는 RAIN 핀에 연결된 고압 전류 소스에서 끌어오기 때문에 스타트 업용 외부 회로가 필요하지 않습니다. 내부 오실레이터는 주파수를 변조(지터)하기 때문에 EMI를 감소시킵니다. 또한 I에는 시스템을 보호하는 기능도 있습니다. 오토 리스타트 기능은 과부하, 출력 쇼트 또는 오픈루프 상태에서 MOFET, 트랜스포머 및 출력 다이오드의 파워 손실을 제한합니다. 히스테리시스(Hysteresis)를 갖고 있는 써멀 셧다운 자동 복구 기능은 접합 온도가 안전 한계치를 초과하는 경우 MOFET 스위칭을 비활성화 시킵니다. 프로그래밍 가능한 U/O(저전압/과전압) 탐지 기능을 통해 라인 새그 또는 라인 서지 상태에서 파워 서플라이를 글리치 발생 없이 시작하거나 셧다운할 수 있습니다. 파워 인테그레이션스의 Ecomart 기술을 사용하면 TOPwitch-JX 제품군을 사용한 파워 서플라이의 무부하 소비 전력을 100mW 아래로 낮추고 전체 입력 전압 및 부하 범위에서 일정한 효율을 유지할 수 있습니다. TOPwitch-JX 솔루션 제품군은 EU o(european ode of onduct), E EuP, ENERGY TAR 등의 에너지 효율 표준을 쉽게 충족시킵니다. 기본적인 회로 구성 정전류, 정전력 출력 등 애플리케이션별 요구 사항에 대한 논의는 본 디자인 안내서에서 다루지 않습니다. 하지만 여기에 나온 기본 컨버터 설명에 추가적인 회로를 덧붙임으로써 해당 요구 사항들을 충족시킬 수 있습니다. 추가적인 회로 기능, 설계 예제 및 기타 정보에 대한 자세한 내용은 Power Integrations 웹 사이트를 참조하거나 PI 영업 담당자에게 문의하십시오. 범위 이 애플리케이션 노트는 TOPwitch-JX 제품군을 사용하여 절연 A- 플라이백 파워 서플라이를 설계하는 엔지니어를 위하여 제작되었습니다. 여기에는 엔지니어가 신속하게 주요 부품을 선택하고 적절한 트랜스포머 설계를 완성하는 데 도움이 되는 지침이 포함되어 있습니다. 이러한 작업을 간소화 시키도록 본 애플리케이션 노트에서는 PI Expert 설계 소프트웨어(을 통해 무료로 사용 가능)의 일부인 PI Xls 설계 스프레드시트를 직접 인용하고 있습니다. 기본적인 TOPwitch-JX 플라이백 파워 서플라이가 그림 1에 나와 있습니다. 이는 본 애플리케이션 노트 전반의 설명에서 사용되는 부품의 참조 회로 역할도 합니다. A IN R L + OUT - R OP R OP TOPwitch-JX ONTROL X R IL F PI-5840-021110 그림 1. 1차측 센싱 출력 과전압 보호, 입력 저전압 록아웃, 입력 과전압 셧다운 및 프로그래밍 가능한 전류 제한 기능을 갖춘 일반적인 TOPwitch-JX 플라이백 파워 서플라이 2010년 3월
애플리케이션 노트 AN-47 이 애플리케이션 노트 외에 TOPwitch-JX RK(참조 디자인 키트) 도 유용하게 활용할 수 있습니다. 본 노트와 해당 참조 디자인 키트에는 각각 전체 기능을 사용할 수 있는 엔지니어링 프로토타입 보드, 엔지니어링 보고서, 디바이스 샘플이 들어 있습니다. 관련 내용에 대하여 더 자세하게 설명되어 있는 PI Expert나 RK의 입수, 그리고 본 자료의 최신본은 를 통하여 확인할 수 있습니다. 빠른 시작 파워 서플라이 설계 및 파워 인테그레이션스의 설계 소프트웨어에 익숙한 경우, 뒤에 설명될 단계별 설계 방식을 건너 뛰고 곧바로 아래 정보를 통해 트랜스포머를 신속하게 설계하고 첫 프로토타입을 제작하는 데 필요한 부품을 선택할 수 있습니다. 이 경우 아래에 설명된 정보를 PI Xls 스프레드시트에 입력하기만 하면 나머지 파라미터는 기본 설계 사항에 따라 자동으로 선택됩니다. 스프레드시트 셀 위치는 대괄호로 묶인 [셀]을 참조하여 주십시오. A 입력 범위 A MIN, A MAX 와 최소 입력 주파수 f L 입력 [B3, B4, B5] 정상 출력 전압 O 입력 [B6] 피크 부하 상태의 설계일 경우, 평균 출력 전력 또는 연속(평균) 출력 전력 입력 [B7] 피크 부하 전류가 있는 설계일 경우, 피크 부하 전류 입력 또 는 입력란 비워 두기 [B8] 예상 효율 입력 [B11] 유니버셜 입력 전압(85-265A) 또는 단일 100/115A(85-132A) 설계일 경우 0.8, 단일 230A(185-265A) 디자인일 경우 0.85. 최대 부하 및 A MIN 에서 측정한 결과에 따라 조정 손실 배분 계수 Z 입력 [B12] 일반적인 애플리케이션의 경우 0.5(첫 프로토타입 보드 평가 후 이에 따라 값 조정) 입력 커패시턴스 입력( IN ) [B15] 유니버셜(85-265A) 또는 단일(100/115A)의 경우 2~3 µf/w 단일(185-265A)의 경우 1µF/W 단일 230A 사용 드롭다운 목록에서 TOPwitch-JX 부품을 선택하거나 직접 입력 [B19] 아래 표에서 출력 전력 및 라인 입력 전압에 따라 디바이스 선택 작동 주파수 입력 [B24] 66kHz의 경우 "H" 132kHz의 경우 "F" 드롭다운 메뉴에서 코어 유형 선택(원하는 경우) [B54] 권장 코어 크기를 입력하지 않을 경우 자동으로 선택됨 경고가 나타나면, 아래 스프레드시트 F열에 있는 지침에 따라 설계를 변경 트랜스포머 제작 주요 부품 선택 7단계에서 12단계까지 참조 프로토타입을 제작하고 필요한 경우 설계를 반복하여 스프레드 시트에서 예상치를 측정 값으로 적절하게 변경(예: 효율성, MIN ). 파워 인테그레이션스에서는 트랜스포머 프로토타입 개발 서비스와 다른 공급업체로의 링크를 제공합니다. 자세한 내용은 /componentsuppliers.htm을 참조 하십시오. 5 출력 전력표 PB 구리 영역 1 금속 히트싱크 1 어댑터 2 오픈프레임 3 어댑터 2 오픈프레임 3 어댑터 2 오픈프레임 3 어댑터 2 오픈프레임 3 제품 230A ±15% 4 85-265A 제품 230A ±15% 4 85-265A TOP264G 21W 34W 12W 22.5W TOP264EG/G 30W 62W 20W 43W TOP265G 22.5W 36W 15W 25W TOP265EG/G 40W 81W 26W 57W TOP266G 24W 39W 17W 28.5W TOP266EG/G 60W 119W 40W 86W TOP267G 27.5W 44W 19W 32W TOP267EG/G 85W 137W 55W 103W TOP268G 30W 48W 21.5W 36W TOP268EG/G 105W 148W 70W 112W TOP269G 32W 51W 22.5W 37.5W TOP269EG/G 128W 162W 80W 120W TOP270G 34W 55W 24.5W 41W TOP270EG/G 147W 190W 93W 140W TOP271G 36W 59W 26W 43W TOP271EG/G 177W 244W 118W 177W 표 1. 출력 전력표 참고: 1. 자세한 내용은 데이터 시트의 주요 애플리케이션 고려 사항 참조. 2. 일반 비환기 밀폐 구조(non-ventilated enclosed) 어댑터에서의 최대 연속 전력은 주변 온도 +50 에서 측정. 3. 주변 온도 +50 의 오픈 프레임 설계시 최대 연속 전력. 4. 230A 또는 110/115A(배전압 포함). 5. 패키지 E: eip-7, : eip-12. 데이터 시트의 부품 주문 정보 참조. 2
AN-47 애플리케이션 노트 단계별 트랜스포머 설계 절차 소개 Power (W) 본 설계 절차를 통해 피크 출력 전력 필요 여부에 관계없이 파워 서플라이를 설계할 수 있습니다. 피크 파워가 필요한 경우, 디바이스 전류 제한은 짧은 기간동안 피크 파워를 전달할 수 있도록 변경됩니다. 그 기간은 TOPwitch-JX 패키지의 온도 특성과 회로내의 다른 부품 정격에 의하여 결정됩니다. P 3 평균 전력이 증가하게 되면 트랜스포머와 디바이스 온도를 측정한 결과에 따라 권선의 구리 면적을 증가시키기 위하여 그리고/또는 디바이스의 발열량을 늘리기 위하여 더 큰 트랜스포머를 사용하여야할 수도 있습니다. P 2 PI-4329-030906 전력 표(표 1)에는 밀폐된 어댑터 및 오픈 프레임 애플리케이션에서 모두 얻을 수 있는 피크 전력 및 연속(평균) 전력 수준에 대한 지침이 나와 있습니다. 외부 히트싱크가 없는 패키지의 경우, 어댑터와 오픈 프레임의 전력 값이 열적으로 제한되어 있습니다. 피크 값은 전기적으로 제한된 출력 전력을 나타내며 전류 제한(I LIM(MIN) )에서 작동하는 것으로 간주됩니다. E 패키지의 경우, 어댑터 전력 값도 열적으로 제한되어 있지만 오픈 프레임 값은 전기적으로 제한되어 있으므로 피크 출력 전력도 나타냅니다. 연속 전력 값은 열적으로 제한되어 있어 최악의 조건에서는 연속 전력 상한을 나타내지만 이는 애플리케이션에 따라 달라질 수 있습니다. 예를 들어 플레이어의 드로워를 닫는 데 필요한 1초 피크처럼 피크 전력 상태에서 듀티 사이클이 매우 낮을 경우, 디바이스(및 트랜스포머)의 온도 상승은 연속 평균 전력의 한 작용일 뿐입니다. 그러나 과다한 듀티 사이클에서 피크 전력이 반복되는 경우, 설계 시 피크 전력을 제한 계수로 간주해야 합니다. 그림 2에는 서로 다른 두 가지 피크 부하 상태로 설계의 평균 전력 필요량을 계산하는 방법이 나와 있습니다. P AE = P 1 + ] P 3 - P 1 g # d 1 + ] P 2 - P 1 g # d 2 d 1 = T t 1,d 2 = T t 2 P X 는 서로 다른 출력 전력 상태이고 t X 는 각 피크 전력 상태 지속 기간이며, T는 펄스형 부하 상태의 한 개 사이클 기간입니다. 설계 과정에서 피크 전력 및 연속 전력(평균)을 지정해야 합니다. 설계에 피크 전력 필요량이 없는 경우, 연속 전력과 피크 전력에 같은 값을 사용해야 합니다. 피크 전력은 TOPwitch-JX 디바이스를 선택하고 최소 입력 라인 전압에서 전력을 공급하는 트랜스포머를 설계하는 경우에 사용되고, 연속 전력(또는 피크 부하가 주기적인 경우 평균 전력)은 열 설계에 사용되며 트랜스포머와 히트싱크의 크기에 영향을 미칠 수도 있습니다. P 1 t 1 t 2 그림 2. 연속(평균) 출력 전력 계산의 예 1단계. 애플리케이션 변수 A MIN, A MAX, f L, O, P O(AE), P O(PEAK), h, Z, B, t, IN 입력 표 2에서 입력 전압 범위를 결정합니다. 공칭 입력 전압(A) A MIN A MAX 100/115 85 132 230 195 265 유니버셜 85 265 표 2. 전 세계 입력 라인 전압 표준 범위 입력 주파수, f L 유니버셜 또는 단일 100A 입력의 경우 50Hz, 단일 115A 입력의 경우 60Hz, 단일 230A 입력의 경우 50Hz입니다. 이들 값은 최소 값 대신 일반적인 주파수를 나타냅니다. 대부분의 애플리케이션에 대해서 이 값은 적절한 전체 설계 마진을 제공합니다. 최악의 경우 또는 제품 사양서에 따라 설계할 경우 6%까지 수치를 줄이십시오(47Hz 또는 56Hz). 반파 정류의 경우 f L /2를 사용하십시오. 입력의 경우 B67 및 B68 셀에 직접 전압을 입력하십시오. 정격 출력 전압, O () 연속 부하 상태에서는 메인 출력의 정격 출력 전압을 입력하십시오. 일반적으로 메인 출력은 피드백이 파생되는 출력입니다. T Time (t) 애플리케이션 변수 입력 설계 제목 AMIN 85 olts 최소 A 입력 전압 AMAX 265 olts 최대 A 입력 전압 fl 50 Hertz A 메인 주파수 O 5.00 olts 출력 전압(메인) PO_AG 35.00 Watts 평균 출력 전력 PO_PEAK 35.00 Watts 피크 출력 전력 히트싱크 종류 외부 외부 히트싱크 종류 인클로저 어댑터 오픈 프레임 인클로저는 충분한 공기 흐름를 제공하며 어댑터는 밀폐형 인클로저를 의미함. n 0.80 %/100 예상 효율성 Z 0.50 손실 배분 계수 B 12 olts 바이어스 전압 - 무부하 및 MAX에서 B는 8보다 높음 t 3.00 ms 브리지 다이오드 예상 도통 시간 IN 68.0 68 ufarads 입력 필터 커패시터 그림 3. TOPwitch-JX 설계 스프레드시트의 애플리케이션 변수 섹션 3
애플리케이션 노트 AN-47 입력 전압 파라미터 MIN 74 olts 최소 입력 전압 MAX 375 olts 최대 입력 전압 그림 4. 회색 오버라이드 셀로 표시된 입력 설계용 입력 전압 파라미터 연속/평균 출력 전력 P O(AE) (W) 파워 서플라이의 평균 출력 전력을 입력하십시오. 파워 서플라이가 다출력 파워 서플라이인 경우, 전체 출력의 총 전력 합계를 입력하십시오. 피크 출력 전력 P O(PEAK) (W) 피크 부하 상태에서의 피크 출력 전력을 입력하십시오. 설계에 피크 부하 상태가 없는 경우, 이 입력란을 비워 두십시오. 값은 P O(AE) 와 같은 것으로 간주됩니다. P O(PEAK) 는 1차측 인덕턴스 값을 계산하는 데 사용됩니다. 다중출력 설계에서 메인 출력(일반적으로 피드백이 파생되는 출력) 의 출력 전력은 설계에서 피크 전력(또는 적용하고자 하는 최대 연속 출력 전력)이 전체 출력의 출력 전력 합계와 일치하도록 증가해야 합니다. 그런 다음 각 출력 전압 및 전류를 스프레드시트 아래([B122-B168] 셀)에 입력해야 합니다. 히트싱크 종류 및 인클로저 선택 인클로저는 TOPwitch-JX 디바이스의 최대 전력 용량을 결정합니다. 파워 서플라이가 밀폐된 플라스틱 케이스 안에 들어 있을 경우(노트북 파워 서플라이와 비슷함), 어댑터 인클로저를 선택하십시오. 반면 파워 서플라이의 공기 흐름이 더 나은 경우, 오픈 프레임 인클로저를 선택하십시오. 선택한 패키지에 따라 알맞은 히트싱크 종류를 선택할 수 있습니다. E 패키지는 항상 외부 히트싱크가 필요하지만 패키지는 외부 히트싱크에 관계없이 사용할 수 있습니다. 히트싱크 없이 사용할 경우 PB의 구리 패턴 영역에서만 히트싱크 역할을 제공합니다. 하지만 외부 히트싱크와 비교하여 늘어난 PB의 열 저항 때문에 이 구조의 최대 전력 용량은 감소됩니다. 파워 서플라이 효율, h 풀 부하 상태와 입력 전압이 가장 안좋은 경우(일반적으로 가장 낮은 입력 전압), 출력 케이블의 종단에서 측정한 전체 파워 서플라이의 예상 효율성을 입력하십시오. 효율값은 85A에서 A MIN 의 경우 80%, 195A의 경우 85%로 시작하십시오. 이는 출력 전력의 대부분이 12의 출력 전압에서 공급되고 2차측에 출력 전류가 감지되지 않는 설계에서 일반적입니다. 5 출력에서는 85A A MIN 의 경우 75%, 195A의 경우 80%의 시작 값이 권장됩니다. 프로토타입을 제작하였으면 측정된 효율성을 입력하고 해당되는 경우 추가로 트랜스포머 설계를 반복할 수 있습니다. 파워 서플라이 손실 배분 계수, Z 이 계수는 파워 서플라이의 1차와 2차측에서 일어나는 전체 파워 손실중 2차측과 관계된 파워 손실 비율을 나타냅니다. Z 계수는 계산된 효율을 사용하여 파워단이 전달해야 하는 실제 파워를 계산합니다. 예를 들어 입력단(EMI 필터, 정류 등) 손실은 파워로 전달되지 않으므로(트랜스포머를 통해 전달) 효율성이 떨어지더라도 트랜스포머 설계에는 영향이 미치지 않습니다. econdary ide Losses Z = Total Losses 1차측 손실로는 입력 정류기 및 EMI 필터에서 발생한 손실, MOFET 유도 손실, 1차측 권선 손실 등을 예로 들 수 있습니다. 2차측 손실로는 2차 다이오드, 2차 권선 및 코어 손실, 1차측 클램프 회로 및 바이어스 권선과 연관된 손실 등을 예로 들 수 있습니다. 피크 전력 필요량이 없는 설계의 경우, 값 0.5가 권장됩니다. 피크 전력 필요량이 있는 설계의 경우 0.65를 입력하십시오. 이 차이는 피크 전력 부하에서 입력단 손실이 증가되기 때문입니다. 바이어스 권선 출력 전압( B ) 바이어스 권선 출력에서 전압을 입력하십시오. 시작 값으로 15가 권장됩니다. 바이어스 권선 출력이 1차측(비절연) 보조 출력으로 사용되는 등의 경우 전압을 다른 값으로 설정할 수도 있습니다. 전압이 높은 경우 무부하 입력 전력이 증가되며 저부하에서는 옵토커플러를 올바르게 바이어스 상태로 유지하는 데 필요한 전압이 충분하지 않을 수 있어 출력 레귤레이션의 손실이 발생하므로 8보다 낮은 값은 권장되지 않습니다. 바이어스 권선 출력 필터에는 최소 값으로 10mF, 50의 전해질 커패시터를 사용하는 것이 좋습니다. 브리지 다이오드 전도 시간, t (ms) 더 적합한 데이터가 없는 경우 브리지 다이오드 전도 시간을 3.00ms로 입력하십시오. 총 입력 커패시턴스, IN (mf) 표 3에는 다양한 A 입력 전압 범위에서 입력 커패시턴스를 계산할 때 사용하기에 적절한 증배 계수가 나와 있습니다. A 입력 전압(A) 출력 전력(W)당 총 입력 커패시 턴스(mF/W) 전파 정류 100/115 2 3 230 1 85-265 2 3 표 3. 다양한 입력 전압 범위에서의 권장 총 입력 커패시턴스 커패시턴스는 입력 캐패시터 전반의 최소 및 최대 전압을 계산하는 데 사용되며 최소 입력 전압, MIN 을 70보다 높게 유지해야 합니다. 2단계 다음 TOPwitch-JX 변수 입력: 디바이스, 전류 제한, OR,,, 올바른 TOPwitch-JX 디바이스 선택 우선 TOPwitch-JX 전력 표를 참조하여 피크 출력 전력 설계에 따라 디바이스를 선택합니다. 그런 다음 파워 서플라이가 완전 밀폐형인 경우 연속 전력을 전력 표의 어댑터 열에 있는 수치와 비교하거나, 파워 서플라이가 오픈 프레임 설계인 경우 오픈 프레임 열과 비교합니다. 연속 전력이 전력 표(표 1)에 나온 값을 초과하는 경우, 그 다음으로 큰 디바이스를 선택해야 합니다. 마찬가지로 연속 전력이 전력 표에 나온 어댑터 전력 수준과 비슷한 경우, 측정된 프로로타입의 열 성능에 따라 더 큰 디바이스로 바꿔야 할 수도 있습니다. 4
AN-47 애플리케이션 노트 외부 전류 제한 감소 계수, KI 계수 KI는 전류 제한 기준값을 설정합니다. 따라서 이 계수를 사용하면 전류 제한 수준을 전력 공급에 필요한 최소 피크 전류(I P ) 보다 약간 높게 조정할 수 있습니다. 이 계수는 피크 자속 밀도(BP) 를 제한하여 과부하에서 그리고 스타트 업 시 트랜스포머 설계를 최적화합니다. 효율성을 높이고 열 성능을 개선하기 위해, 더 큰 디바이스의 전류 제한이 원래 선택한 디바이스와 같도록 KI 값을 줄여 전력 공급에 필요한 디바이스보다 더 큰 TOPwitch-JX 디바이스를 선택할 수도 있습니다. 높은 입력 전압 작동 모드 이 파라미터는 높은 입력 전압에서 TOPwitch-JX 작동 모드를 확인합니다. 높은 입력 전압에서는 스위칭 주파수 지터 기능이 활성화되므로 전 주파수 모드에서 작동하는 것이 좋습니다. TOPwitch-JX 데이터 시트에서 작동 모드에 대한 설명을 참조하십시오. 이 기능 덕분에 EMI 성능이 향상됩니다. 반사 출력 전압, OR () 이 파라미터는 다이오드가 도통하는 기간동안의 2차 권선 전압으로 이 전압은 트랜스포머의 권선비를 통해 1차 권선으로 다시 반사됩니다. 기본 설정값은 135이며, 스프레드시트에서 경고가 발생하지 않을 경우에는 OR 을 80에서 135까지 사용할 수 있습니다. 설계를 최적화하기 위해 다음 상관 관계를 고려해야 합니다. 1. OR 이 높으면 MIN 에서 전력 공급이 증가하여 입력 커패시턴 스 값이 최소화되고 지정된 TOPwitch-JX 디바이스로부터 의 전력 공급은 최대화됩니다. 2. OR 이 높으면 출력 다이오드의 전압 스트레스가 감소하여 경 우에 따라서는 더 낮은 순방향 강하 쇼트키 다이오드를 사용 하여 효율성을 더 높일 수 있습니다. 3. OR 이 높으면 다중 출력 설계에서 누설 인덕턴스 및 파워 서 플라이의 효율성을 떨어뜨리는 클램프 손실이 증가하며 크 로스 레귤레이션 성능이 저하될 수 있습니다. 4. OR 이 높으면 2차측 피크 전류 및 RM 전류가 증가하여 2차 측 구리 손실 및 다이오드 손실이 늘어날 수 있습니다. 최적의 OR 값 선택은 특정 애플리케이션에 따라 달라지며 위에서 언급된 요인들의 조합 결과를 기반으로 합니다. 저전압 출력(약 5 또는 다중 출력 설계)의 경우, 일반적으로 약 100~110의 낮은 OR 이 더 적합합니다. 고전압 출력(12 이상)의 경우, 약 120 및 135의 높은 OR 이 더 적합합니다. 일반적으로 80 이상의 값이 권장됩니다. OR 이 낮으면 스타트 업 시, 특히 모든 출력이 5를 초과하는 설계에서 MOFET 자체 보호 기능이 과도하게 트리거될 수도 있습니다(표 4 요약 내용 참조). TOPwitch-JX ON 상태시의 RAIN과 OURE 핀 간 전압, () 이 파라미터는 TOPwitch-JX의 RAIN과 OURE 핀 양단에서 발생하는 ON 상태시의 평균 전압입니다. 기본적으로 회색 오버라이드 셀이 비어 있는 경우, 값은 기본값 10로 간주됩니다. 더 적합한 데이터가 없는 경우 기본값을 사용하십시오. 출력 다이오드 순방향 전압 강하, () 출력 다이오드의 평균 순방향 전압 강하를 입력하십시오. 더 적합한 데이터가 없는 경우 쇼트키 다이오드는 0.5, PN 정션 다이오드는 0.7를 사용하십시오. 기본값은 0.5로 간주됩니다. 바이어스 권선 다이오드 순방향 전압 강하, B () 바이어스 권선 출력 다이오드의 평균 순방향 전압 강하를 입력하십시오. PN 다이오드의 경우 0.7를 사용하십시오. 피크 전류에 대한 리플 비, K P 그림 6에는 연속 도통 모드를 나타내는 1보다 작은 K P 가 나와 있습니다. K P 는 피크 1차 전류에 대한 리플 비입니다. 그림 7에는 불연속 도통 모드를 나타내는 1보다 크거나 같은 K P 가 나와 있습니다. K P 는 2차 다이오드 도통 시간에 대한 1차측 MOFET 오프 타임 비율입니다. K P 값은 0.3 < K P < 6 범위에 있어야 하며, 값이 이 범위를 벗어나는 경우 설명 셀의 지침을 참조하십시오. K P 값이 1보다 작으면 1차 RM 전류가 감소되어 효율성이 높아집니다. 100/115A 및 유니버셜 입력의 경우 범위가 0.4와 0.6 사이인 것에 비해, 230A의 경우에는 높은 전압 수준에서 드레인 노드 커패시턴스의 방전으로 인해 발생하는 매우 크고 광범위한 리딩 엣지 전류 스파이크를 감당할 수 있도록 0.6과 0.8 사이의 K P 가 권장됩니다. 스프레드시트에서는 설계에 필요한 피크 1차 전류, RM 리플 전류, 평균 1차 전류, 최대 듀티 사이클 값이 계산됩니다. TOPWITH-JX 변수 입력 TOPwitch-JX TOP266E 유니버셜/피크 115 배전압/230 선택한 디바이스 TOP266E 출력 전압 40 W / 86 W 60W KI 0.53 외부 Ilimit 감소 계수(기본 ILIMIT의 경우 KI=1.0, 낮은 ILIMIT의 경우 KI < 1.0) ILIMITMIN_EXT 1.257 Amps 외부 ILIMIT 설정 시 1% 저항 사용 ILIMITMAX_EXT 1.446 Amps 외부 ILIMIT 설정 시 1% 저항 사용 주파수(F)=132kHz, (H)=66kHz F F 1/2 주파수의 경우 'H' - 66kHz 선택, 풀 주파수의 경우 'F' - 132kHz 선택 f 132000 Hertz TOPwitch-JX 스위칭 주파수: 132kHz와 66kHz 사이에서 선택 fmin 119000 Hertz TOPwitch-JX 최소 스위칭 주파수 fmax 145000 Hertz TOPwitch-JX 최대 스위칭 주파수 높은 입력 전압 작동 모드 FF 풀 주파수, 지터 사용 OR 135.00 olts 반사 출력 전압 10 olts TOPwitch ON 상태 rain핀과 ource핀 간 전압 0.50 olts 출력 권선 다이오드 순방향 전압 강하 B 0.70 olts 바이어스 권선 다이오드 순방향 전압 강하 KP 0.50 피크 전류에 대한 리플 비(0.3 < KRP < 1.0: 1.0 < KP < 6.0) 그림 5. 설계 스프레드시트의 TOPwitch-JX 섹션 5
애플리케이션 노트 AN-47 성능 목표 권장 OR 값 설명 최대 출력 전력/최소형의 TOPwitch-JX 디바이스 135 디바이스의 전력 최대화 K P K RP = I R I P 최고 효율 100-120 출력 다이오드의 컨덕션 로스와 누설 인덕턴스로 인한 손실을 최소화함 I R I P 다중 출력 설계 90-110 트랜스포머 누설 인덕턴스 및 2차측 피크 전류를 줄여 크로스 레귤레이션 개선 (a) 연속, K P < 1 표 4. 권장 OR 값 I R I P (b) 경계선 연속/불연속, K P = 1 PI-2587-011410 그림 6. 연속 모드 전류 파형, K P 1 K P K P = (1-) T t T = 1/f T (1-) T t (a) 불연속, K P > 1 T = 1/f T (1-) T = t (b) 경계선 불연속/연속, K P = 1 PI-2578-011410 그림 7. 불연속 모드 전류 파형, K P 1 6
AN-47 애플리케이션 노트 보호 기능 라인 센싱 핀 기능 U_TARTUP 95 olts 파워 서플라이가 시작되는 최소 버스 전압 O_HUTOWN 445 olts 파워 서플라이가 종료되는 일반적인 버스 전압(최대) RL 4.0 MΩ 라인 센싱 기능의 경우, 직렬로 연결된 표준 2MΩ, 5% 저항 두 개 사용 출력 과전압 Z 22 olts 출력 과전압 셧다운 보호를 위한 제너 다이오드 정격 전압 RZ 5.1 kω 출력 OP 저항. 래칭 셧다운의 경우,대신 20Ω 저항을 사용함 출력 과부하 보호 X 핀 기능 MAX에서 과부하 전류 비 1.2 MAX에서 전류 제한에 대한 원하는 마진 입력. 값이 1.2인 경우 전류 제한이 MAX에서 1차측 피크 전류보다 20% 더 높아야 함 MIN에서 과부하 전류 비 1.08 낮은 입력 전압에서 전류 제한에 대한 마진 ILIMIT_EXT_MIN 1.16 A MIN에서 1차측 피크 전류 ILIMIT_EXT_MAX 1.04 A MAX에서 1차측 피크 전류 RIL 11.74 kω 전류 제한/전력 제한 저항 RPL 해당 없음 MΩ 저항이 필요하지 않음. RIL 저항만 사용함 전류 파형 파라미터 MAX 0.68 최대 듀티 사이클(PO_PEAK에서 계산됨) IAG 0.59 Amps 평균 1차측 전류(평균 출력 전력에서 계산됨) IP 1.16 Amps 1차측 피크 전류(피크 출력 전력에서 계산됨) IR 0.58 Amps 1차측 리플 전류(평균 출력 전력에서 계산됨) IRM 0.73 Amps 1차측 RM 전류(평균 출력 전력에서 계산됨) 그림 8. 설계 스프레드시트의 회로 보호 부품 섹션 3단계 보호 기능, 입력 저전압/과전압, 출력 OP(과전압 보호), 출력 OPP(과부하 보호) 선택 옵션 TOPwitch-JX의 입력 저전압 록아웃 기능(옵션)은 파워 서플라이의 시작 전압을 지정하고 입력 전압이 정상 작동 범위보다 낮을 때 파워 서플라이 출력이 글리치되는 것을 방지합니다. 입력 커패시터의 저항을 핀에 연결하면 이 기능을 사용할 수 있습니다. U(TART-UP) 옆에 있는 셀에 입력 커패시터 전체에 걸쳐 원하는 전압을 입력하십시오. 이 전압에서 파워 서플라이가 작동하게 됩니다. 스프레드시트에서는 가장 근사치인 표준 5% 저항 값 R L 가 계산됩니다. R L 값은 또한 입력 O 기준값을 나타냅니다. O(HUTOWN) 옆에 있는 셀에는 파워 서플라이가 입력 과전압 상태로 인해 작동을 멈추는 전압이 표시됩니다. 출력 과전압 셧다운 옵션 바이어스 권선의 출력 전압은 1차측 센싱 출력 과전압을 제공하는 데 사용될 수 있습니다. 이는 피드백 회로의 부품이 잘못될 경우 파워 서플라이를 보호할 수 있는 경제적인 방법입니다. 이 기능은 그림 1에서 보는 것처럼 직렬로 연결된 저항과 제너 다이오드를 바이어스 권선 출력에서 핀으로 연결하여 활성화할 수 있습니다. 스프레드시트에서는 피드백 손실 시 동적 부하 변동과 같은 과도 상태에서 거짓 트리거를 발생하지 않고 셧다운을 시작하는 데 필요한 제너 다이오드 값이 추정됩니다. 고장 상태 시, 바이어스 권선 전압이 상승하여 제너 다이오드가 도통되고 전류가 핀으로 흐르게 됩니다. 이 전류가 112mA(I O )를 초과하는 경우 스위칭이 즉시 해제됩니다. 스위칭은 이 전류가 100ms 내에 108mA 아래로 떨어지면 언제든지 다시 시작될 수 있습니다. 그러나 100ms가 지나면 파워 서플라이가 오토 리스타트 모드로 바뀝니다. 이는 출력 전압이 더 이상 상승하지 않도록 하기 위해서이나 파워 서플라이의 래칭은 해제되지 않습니다. 스위칭은 전류가 핀 히스테리시스(Hysteresis) 필요량인 4mA보다 많이 줄어들 때 다시 가능해집니다. 제너 및 핀을 통하는 전류가 336mA를 초과하는 경우 TOPwitch-JX의 래칭 셧다운 기능이 트리거되고 파워 서플라이의 래칭이 해제됩니다. 래칭 상태를 리셋하려면 ONTROL 핀 커패시터가 (REET) (~3) 아래로 방전될 때까지 입력 A 공급을 중단하거나 X 핀 전류가 27mA 아래로 떨어지도록 해야 합니다. 일반적인 회로에서 높은 직렬 저항 R OP 의 경우, 대략 5.1 kw에서 비래칭 셧다운이 발생합니다. 4.7W와 22W 사이의 낮은 저항에서는 래칭 셧다운이 발생합니다. 노이즈 커플링을 방지하려면 저항을 핀에 연결하고 제너 다이오드 캐소드를 바이어스 권선 출력에 연결하는 것이 좋습니다. 만약 OP 부품을 맞춘 상태라면 입력 U 기준값보다 높은 A를 인가해서 파워 서플라이 동작까지 최대 2s 정도 더 지연됩니다. 이 지연은 R OP 와 ROP 를 통해 핀이 바이어스 권선 커패시터를 충전하는 시간에 의해 발생합니다. 소신호(예: BA21/1N4148) 다이오드를 ROP 와 직렬로 추가 연결하면 이러한 지연을 방지할 수 있습니다(그림 21 참조). 출력 전력 제한과 입력 전압 비교(옵션) TOPwitch-JX의 X 핀은 선택한 부품에 대해 전류 제한 값을 최대 내부 전류 제한보다 낮게 프로그래밍하는 데 사용할 수 있습니다. X 핀에서 OURE 핀에 연결된 저항(그림 1의 R IL )을 통해 외부에서 프로그래밍된 전류 제한을 선택할 수 있습니다. 전류 제한 저항 선택 곡선은 데이터 시트를 참조하십시오. 그림 12에서처럼 X 핀에서 버스로 연결된 두 번째 저항(R PL )을 추가하면 입력 전압의 기능으로서 프로그래밍한 전류 제한을 낮출 수 있습니다. M모드(ontinuous onduction Mode)로 낮은 입력 전압(K P < 1)에서 작동하는 일반적인 플라이백 파워 서플라이는 높은 입력 전압에서 200~300%만큼 높은 과부하 전력 용량을 지니므로 이러한 방식의 저항 추가는 바람직하다고 할 수 있습니다. 특정 애플리케이션에서는 과부하 고장 시 증가된 손실을 처리하기 위해 많은 수의 출력 다이오드, 트랜스포머, 출력 커패시터를 설계해야 할 수도 있습니다. PIXls 스프레드시트에서는 선택한 TOPwitch-JX 부품과 선택한 K P 값에 따라 전력 제한과 라인 비교에 필요한 두 저항 값이 계산됩니다. MIN 에서 대상 전류 제한 값은 I LIMIT(MIN_EXT) 와 같습니다. 고전압에서 대상 전류 제한 값은 MAX 에서 지정된 P O(PEAK) 에 마진 계수, 과부하 전류 제한 비율을 곱한 값을 토대로 계산됩니다. 권장 값 120%를 사용하면 스타트 업 시, 특히 고출력 전압 설계에서 MOFET 보호 모드가 트리거되지 않습니다. 더 낮은 값도 허용되지만 이 경우 높은 입력 라인 전압에서 최대(피크) 부하로 스타트 업 시켜 봐야 합니다. 저항 값은 TOPwitch-JX 데이터 시트에서 제공되는 최악 조건에서의 전류 제한 감소 곡선을 사용하여 계산됩니다. 7
애플리케이션 노트 AN-47 트랜스포머 코어/구성 변수 입력 코어 유형 자동 EI28 코어 유형 코어 EI28 P/N: P40EI28-Z 보빈 EI28_BOBBIN P/N: BE-28-1110PL AE 0.86 cm^2 코어 유효 단면적 LE 4.82 cm 코어 유효 경로 길이 AL 4300 nh/t^2 갭이 없는 코어 유효 인덕턴스 BW 9.6 mm 보빈의 실제 권선 폭 M 0.00 mm 안전 마진 폭(1차측과 2차측 사이 연면 거리의 1/2) L 3.00 1차측 레이어 수 N 3 2차측 턴 수 그림 9. 스프레드시트의 트랜스포머 코어 및 구성 변수 섹션 4단계 출력 전력에 따른 코어 및 보빈 선택 및 A E, L E, A L, BW, M, L, N 입력 코어 유효 단면적, A E : (cm 2 ) 코어 유효 경로 길이, L E : (cm). 갭이 없는 코어 유효 인덕턴스, A L : (nh/턴 2 ). 보빈 폭, BW: (mm) 총 마진의 1/2인 테이프 마진 폭, M(mm) 1차 레이어, L 2차측 턴, N 코어 유형 코어 유형 셀이 비어 있는 경우, 스프레드시트는 기본적으로 널리 사용되는 코어 중 지정된 연속(평균) 출력 전력에 적합한 가장 작은 코어를 적용합니다. 사용 가능한 전체 코어 목록은 PIXls 설계 소프트웨어 도구 모음에 있는 드롭다운 목록에서 선택할 수 있습니다. 회색 오버라이드 셀은 코어와 보빈 파라미터를 직접 입력하는 데 사용할 수 있습니다. 이는 목록에 없는 코어를 선택하거나 특정 코어 또는 보빈 정보가 스프레드시트에 나온 정보와 다를 경우에 유용합니다. 표 5에는 널리 사용되는 코어 목록과 일반적인 설계에서 이들 코어를 사용 수 있는 전력 레벨이 나와 있습니다. 안전 마진, M(mm) 1차와 2차 사이에 안전 절연거리가 필요한 설계에서 3중 절연선을 사용하지 않을 경우, 각 보빈 측면에 사용할 안전 마진 폭을 여기에 입력해야 합니다. 유니버셜 입력 설계의 경우, 6.2mm의 총 권선 마진이 필요하며 스프레드시트에 값을 3.1mm로 입력해야 합니다. 수직타입 보빈의 경우 마진은 대칭적이지 않습니다. 하지만 총 6.2mm의 마진이 필요한 경우, 마진이 보빈의 한쪽 면에만 사용되더라도 3.1mm를 입력해야 합니다. 3중 절연 와이어를 사용하는 설계의 경우, 필요한 연면 거리를 충족시키기 위해 작은 마진이 필요할 수 있습니다. 일반적으로 많은 보빈이 코어 크기에 맞도록 제작되어 있어 각각 구조적 공간이 서로 다릅니다. 보빈의 데이터 시트를 참조하거나 안전 규격 전문가 또는 트랜스포머 공급업체에게 문의하여 설계에 필요한 특정 마진을 확인하시기 바랍니다. 마진은 권선이 가능한 영역을 줄이므로 위에서 설명된 마진을 사용하는 구조는 코어가 작아질수록 트랜스포머에 적합하지 않을 수 있습니다. 마진을 입력한 후 1차 레이어(L)가 3 이상 필요한 경우, 더 큰 코어를 선택하거나 3중 절연 와이어를 사용하는 마진없는 구조로 전환하는 것이 좋습니다. 1차측 레이어, L 1차측 레이어는 1 < L < 3 범위에 속해야 하며 일반적으로 1차측 전류 밀도 제한(MA)을 충족하는 최저 수치여야 합니다. 공기 냉각이 없는 설계에서는 선형 배율이 5W보다 낮은 설계의 경우 100mils/Amp, 200W의 경우 500mils/Amp가 일반적입니다. 레이어가 3개 이상인 설계는 가능하지만 증가된 누설 인덕턴스와 권선의 실제 가능 여부에 대한 문제를 고려해야 합니다. 누설 인덕턴스 클램프 손실이 너무 높은 설계의 경우 1차측 구조를 샌드위치 권선 구조로 하는 것이 편리합니다. 여기서 1차 권선의 절반이 2차(및 바이어스) 권선에 샌드위치 배열 방식으로 배치됩니다. 출력 전력 0-10 W 10 W - 20 W 10 W - 20 W 30 W - 50 W 50 W - 70 W 70 W - 100 W 100 W - 150 W >150 W 66 khz 132 khz 3중 절연 와 3중 절연 와 권선 마진 이어 이어 권선 마진 EF12.6 EE13 EF16 EE16 EE19 EI22 EI22/19/6 EI22 EE19 EI22/19/6 EEL16 EF20 EI25 EEL19 EF12.6 EE13 EF16 EE16 EI22 EE19 EI22/19/6 EEL16 EF20 EF25 EI28 EI30 E30/15/7 EER28 ET29 EI35 EF32 ET34 E36/18/11 EI40 ET39 EER40 E42/21/15 E42/21/20 E55/28/21 표 5. 트랜스포머 코어 표 EI28 EEL22 EF25 EI30 EP30 EEL25 E30/15/7 EER28 ET29 EI35 EI33/29/13-Z EER28L EF32 ET34 EI40 E36/18/11 EER35 ET39 EER40 E42/21/15 E42/21/20 E55/28/21 EE19 EI22 EI22/19/6 EF20 EF25 EI28 EI30 E30/15/7 EER28 ET29 EI35 EF32 ET34 E36/18/11 EI40 ET39 EER40 E42/21/15 E42/21/20 E55/28/21 EF20 EI25 EEL19 EI28 EEL22 EEL25 E30/15/7 EER28 ET29 EI35 EI33/29/13-Z EER28L EF32 ET34 EI40 E36/18/11 EER35 ET39 EER40 E42/21/15 E42/21/20 E55/28/21 8
AN-47 애플리케이션 노트 2차측 턴 수, N 회색 오버라이드 셀이 비어 있는 경우, 최대 동작 자속 밀도 B M 을 최대 권장 값인 3,000가우스(300mT)보다 낮게 유지되도록 최소 2차측 턴 수가 계산됩니다. 일반적으로, 더 낮은 작동 자속 밀도가 필요한 경우를 제외하고 오버라이드 셀에 반드시 숫자를 입력할 필요는 없습니다(B M 제한에 대한 설명 참조). 5단계 트랜스포머 설계 반복/프로토타입 생성 경고가 표시되지 않는지 설계를 반복하여 확인해 보십시오. 권장 값 범위를 벗어난 파라미터는 아래의 지침에 따라 수정할 수 있습니다. 모든 경고가 없어지면 출력 트랜스포머 설계 파라미터를 사용하여 프로토타입 트랜스포머를 제작하거나 공급업체에 보내 샘플을 의뢰할 수 있습니다. 빠른 시작 섹션의 트랜스포머 프로토타입 서비스에 대한 참고 사항을 확인하십시오. 트랜스포머의 주요 전기 파라미터는 다음과 같습니다. 1차측 인덕턴스, L P (mh) 필요한 트랜스포머의 정격 1차측 인덕턴스입니다. 1차측 인덕턴스 오차, LP (TOLERANE) (%) 1차측 인덕턴스 예상 오차입니다. 기본적으로 값을 10%로 사용합니다. 트랜스포머 공급업체로부터 특정 정보를 받은 경우, 그 값을 회색 오버라이드 셀에 입력할 수도 있습니다. 1차측 턴 수, N P 낮은 누설 인덕턴스 애플리케이션의 경우, 1차측에서 샌드위치 권선 구조를 사용할 수 있으며 20W보다 높게 설계 시 이 구조를 사용하는 것이 좋습니다. 갭 코어 유효 인덕턴스, A LG : (nh/t 2 ) 트랜스포머 업체에서 정확한 코어 센터 에어 갭을 지정하는 데 사용합니다. 최대 작동 자속 밀도, B M (가우스) 정상 작동 중의 최대 값은 3,000가우스을 권장합니다. 이 값은 경부하에서 발생되는 트랜스포머 코어 손실과 가청 노이즈를 방지합니다. 또한 스타트 업 시 또는 출력 단락회로에서 코어 포화를 방지합니다. 이러한 상태에서는 출력 전압이 낮으며 MOFET가 오프 상태일 때 트랜스포머 코어의 리셋이 거의 발생하지 않습니다. 보통 이때, 다음 사이클과 그 이후 사이클 사이에서 코어가 포화될 때까지 트랜스포머 자속 밀도를 높일 수 있습니다(계단식). 선택한 디바이스의 피크 전류 제한에서의 3,000 가우스 값은 TOPwitch-JX에 내장된 보호 기능과 함께 충분한 마진을 제공하여 스타트 업 시 또는 출력 단락회로 상태에서 코어 포화를 방지할 수 있습니다. TOPwitch-JX에서 사용되는 MM(멀티 사이클 변조) 작동 모드는 트랜스포머에서, 특히 긴 코어가 사용될 경우 가청 주파수 성분을 생성할 수 있습니다. 이 가청 노이즈의 생성은 B M 값에 3,000 가우스를 적용할 경우 최소화되며 이 때 MM 모드에서의 동작 자속 밀도는 750가우스가 됩니다. 이 지침을 따르고 표준 일반 함침 트랜스포머 생산 기술을 사용하면 가청 노이즈을 거의 없앨 수 있습니다. 설계를 승인하기 전에 먼저 트랜스포머 생산 샘플을 사용하여 가청 노이즈 성능을 주의 깊게 평가해야 합니다. Z5U와 같이 유전체를 사용하는 세라믹 커패시터도 클램프 회로에서 사용할 경우 가청 노이즈을 생성할 수 있습니다. 이 경우에 해당한다면 폴리에스터 필름형 등의 다른 유전체를 사용하는 커패시터로 바꾸십시오. 피크 자속 밀도, B P (가우스) 스타트 업 시 그리고 출력 단락회로 상태에서 최대 자속 밀도를 제한하기 위해 최대 값인 4,200가우스가 권장됩니다. 이 계산에서는 최악 조건의 전류 제한 및 인덕턴스 값을 가정합니다. 밀폐형 어댑터와 같이 주변 온도가 높은 애플리케이션 또는 급이 낮은 페라이트 코어 재료를 사용한 애플리케이션에서 높은 주변 동작 온도로 인해 이 값을 3,600가우스로 줄여야 할 수도 있습니다. 레귤레이션 손실 전에 과부하 상태에서 주변 온도가 최고로 높을 때 코어 포화가 발생하지 않는지 확인해야 합니다. 최대 1차측 전선 직경, O(mm) 기본적으로 오버라이드 셀이 비어 있는 경우, 2중 절연선으로 간주되고 표준 전선 직경이 선택됩니다. 회색 오버라이드 셀은 사용자가 직접 전선 직경을 입력하는 데 사용할 수 있습니다. 스프레드시트에서 자동으로 계산되는 기타 계수는 다음과 같습니다. 총 절연 예상 두께, IN(mm) 1차측 전선 크기, IA: (mm) 1차측 전선 게이지, AWG 1차측 레이어 수, L 코어 센터 갭 예상 길이: L G : (mm) 2차측 턴 수, N 2차측 전선 크기, IA: (mm) 2차측 전선 게이지, AWG 다중 출력 설계에서는 Nx, Mx, AWGx(x는 출력 수)도 사용해야 합니다. 6단계 TOPwitch-JX 외부 부품 선택 ONTROL 핀 외부 부품 그림 12의 회로도에는 일반적인 TOPwitch-JX 파워 서플라이 설계에 필요한 외부 부품이 나와 있습니다. 100nF 커패시터는 TOPwitch-JX의 ONTROL 핀과 OURE 핀 사이에 직접 연결하는 것이 좋습니다. 이 커패시터는 짧은 패턴을 사용하여 TOPwitch-JX에 가까이 두어야 합니다. 표면 장착 부품을 사용하는 설계에서 이 커패시터는 TOPwitch-JX 핀에 바로 연결되어야 합니다. ONTROL 핀에 연결된 100nF 커패시터 외에, 직렬 연결된 6.8W 저항과 47mF 전해 커패시터가 TOPwitch-JX의 ONTROL 핀과 OURE 단자 사이에 연결되어야 합니다. 47mF 커패시터는 에너지 저장소 역할을 하고 스타트 업 시 TOPwitch-JX 내부 회로에 전력을 공급하며 또한 오토 리스타트 타이밍을 제공합니다. 뿐만 아니라 이 커패시터는 ONTROL 핀의 다이나믹 임피던스와 함께 대략 160Hz에서 극점을 형성합니다. 작은 저항 값(6.8W)은 일반적으로 이 커패시터에 직렬로 추가됩니다. 이 외부 저항은 ONTROL 핀 커패시터의 ER(일반적으로 약 2W)과 함께 안정적인 직렬 저항을 제공하며 약 400Hz에서 영점을 형성합니다. 외부 저항 값이 크면 위상 응답이 개선될 수 있지만 값이 22W보다 커서는 안 됩니다. 9
애플리케이션 노트 AN-47 트랜스포머 1차측 설계 파라미터 LP 1435 uhenries 1차측 인덕턴스 LP 오차 10 1차측 인덕턴스 오차 NP 74 1차측 권선 턴 수 NB 7 바이어스 권선 턴 수 ALG 265 nh/t^2 갭이 있는 코어 유효 인덕턴스 BM 2637 Gauss PO, MIN(BM<3000)에서 최대 플럭스 밀도 BP 3603 Gauss ILIMITMAX 및 LP_MAX에서 피크 플럭스 밀도(BP<4200). 참고: 어댑터 및 외부 파워 서플라이의 권장 값 <=3600 Gauss BA 659 Gauss 코어 손실 곡선의 A 플럭스 밀도(0.5 X 피크 간) ur 1918 갭이 없는 코어의 상대적 투자율 LG 0.38 mm 갭 길이(Lg > 0.1mm) BWE 28.8 mm 유효 보빈 폭 O 0.39 mm 최대 1차측 전선 직경(절연 포함) IN 0.06 mm 총 절연 예상 두께(= 2 * 필름 두께) IA 0.33 mm 베어 컨덕터 직경 AWG 28 AWG 1차측 전선 굵기(그 다음으로 작은 표준 AWG 값으로 반올림됨) M 161 mils 베어 컨덕터 유효 면적(ircular mils 단위) MA 220 mils/amp 1차측 권선 전류 용량(200 < MA < 500) 1차측 전류 밀도(J) 9.11 A/mm^2 1차측 권선 전류 밀도(3.8 < J < 9.75) 그림 10. 스프레드시트의 트랜스포머 1차측 설계 파라미터 섹션 트랜스포머 2차측 설계 파라미터(다중 출력) 1차측 출력 O1 5 olts 출력 전압 IO1_AG 7.00 Amps 평균 출력 전류 PO1_AG 35.00 Watts 평균 출력 전력 1 0.5 olts 출력 다이오드 순방향 전압 강하 N1 3.00 출력 권선 턴 수 IRM1 12.363 Amps 출력 권선 RM 전류 IRIPPLE1 10.19 Amps 출력 커패시터 RM 리플 전류 PI1 20 olts 출력 정류기 최대 피크 역 전압 M1 2473 mils 출력 권선 베어 컨덕터 최소 전선 단면적 AWG1 16 AWG 전선 굵기(그 다음으로 큰 표준 AWG 값으로 반올림됨) IA1 1.29 mm 최소 베어 컨덕터 직경 O1 3.20 mm 3중 절연선의 최대 외부 직경 2차측 출력 O2 olts 출력 전압 IO2_AG Amps 평균 출력 전류 PO2_AG 0.00 Watts 평균 출력 전력 2 0.7 olts 출력 다이오드 순방향 전압 강하 N2 0.38 출력 권선 턴 수 IRM2 0.000 Amps 출력 권선 RM 전류 IRIPPLE2 0.00 Amps 출력 커패시터 RM 리플 전류 PI2 2 olts 출력 정류기 최대 피크 역 전압 M2 0 mils 출력 권선 베어 컨덕터 최소 전선 단면적 AWG2 해당 없음 AWG 전선 굵기(그 다음으로 큰 표준 AWG 값으로 반올림됨) IA2 해당 없음 mm 최소 베어 컨덕터 직경 O2 해당 없음 mm 3중 절연선의 최대 외부 직경 3차측 출력 O3 olts 출력 전압 IO3_AG Amps 평균 출력 전류 PO3_AG 0.00 Watts 평균 출력 전력 3 0.7 olts 출력 다이오드 순방향 전압 강하 N3 0.38 출력 권선 턴 수 IRM3 0.000 Amps 출력 권선 RM 전류 IRIPPLE3 0.00 Amps 출력 커패시터 RM 리플 전류 PI3 2 olts 출력 정류기 최대 피크 역 전압 M3 0 mils 출력 권선 베어 컨덕터 최소 전선 단면적 AWG3 해당 없음 AWG 전선 굵기(그 다음으로 큰 표준 AWG 값으로 반올림됨) IA3 해당 없음 mm 최소 베어 컨덕터 직경 O3 해당 없음 mm 3중 절연선의 최대 외부 직경 총 연속 출력 전력 35 Watts 총 연속 출력 전력 마이너스 출력 해당 없음 마이너스 출력이 있는 경우 출력 번호를 입력함. 예: O2가 마이너스 출력인 경우 2를 입력 그림 11. 스프레드시트의 트랜스포머 2차측 설계 파라미터 섹션 다중 출력 7단계 입력 전압 선택 저전압/과전압 부품 입력 저전압 탐지 기능은 파워 서플라이가 입력 전압이 일정 레벨보다 높아질 때까지 시작되지 않도록 합니다. 작동이 시작될 때나 오토 리스타트 중에 전력 MOFET 스위칭이 중단되는 경우, 핀으로 흐르는 전류는 스위칭을 시작하려면 25mA(데이터 시트의 l U ) 를 초과해야 합니다. 레일에서 핀까지의 저항은 입력 전압을 감지하는 데 사용되므로 핀으로 흐르는 전류가 25mA를 초과하게 만드는 공급 전압은 저전압 기준값을 의미합니다. 동일한 저항이 입력 과전압 기준값도 나타냅니다. 핀으로 흐르는 전류가 I O (일반적으로 112mA)를 초과할 때, 디바이스의 스위칭이 중단되고 TOPwitch-JX의 정격 전압(B )이 725로 높아집니다. 레일과 핀이 일반 값인 4MW로 연결되어 있는 경우, 입력 U는 100로, O는 450로 프로그래밍됩니다. 센싱 저항은 400보다 높게 지정해야 하며, 일반적으로 0.5W 디바이스 한 개 또는 직렬 연결된 0.25W 디바이스 두 개가 필요합니다. 유니버셜 입력 애플리케이션에서 입력 센싱 저항을 사용할 경우, 일반적으로 4MW 값이 권장됩니다. 자세한 지침은 설계 스프레드시트에 나와 있습니다. 저전압(U) 또는 과전압(O) 기능을 선택적으로 사용할 경우, TOPwitch-JX 제품군 데이터 시트에 여러 회로가 나와 있으므로 외부 부품을 손쉽게 선택할 수 있습니다. 핀 기능을 사용하지 않을 경우, 핀을 OURE 핀에 연결해야 합니다. 핀을 연결하지 않은 상태로 두어서는 안 됩니다. 10
AN-47 애플리케이션 노트 + L PF + A IN PF O - R 1 kω ( O = 12 ) 200 Ω ( O = 5 ) IRUIT PERFORMANE ircuit Tolerance ±1% Load Regulation ±0.2% Line Regulation ±0.2% TOPwitch-JX UT817A R 1 R PL Optional ONTROL X F 100 nf 6.8 Ω 47 µf TL431 3.3 kω 100 nf R 2 10 kω R = O - 2.5 2.5 X 10 kω Feedback ircuit PI-5761-030110 그림 12. 옵토커플러-TL431 피드백 회로를 사용하는 일반적인 TOPwitch-JX 플라이백 파워 서플라이 R LAMP R LAMP R LAMP LAMP LAMP R LAMP R LAMP2 R LAMP2 LAMP LAMP ONTROL ONTROL X F X F (a) (b) PI-5839-021010 그림 13. TOPwitch-JX 애플리케이션에 대한 권장 클램프 회로 11
애플리케이션 노트 AN-47 8단계 1차측 클램프 부품 선택 TOPwitch-JX 설계에서 제너 클램프 또는 제너 클램프가 결합된 R를 사용하는 것이 좋습니다. 이렇게 하면 피크 드레인 전압이 내장 MOFET의 B 미만으로 제한되면서도 효율성은 극대화되고 무부하 소비 전력을 최소화할 수 있습니다. 피크 부하 상태에서 피크 드레인 전압을 제한하도록 설계된 표준 R 클램프는 출력 전력이 감소하면서 상당한 부하를 나타내어 경부하 효율성은 낮아지고 무부하 소비 전력은 높아집니다. 그림 13a에는 R와 제너 클램프가 결합된 예가 나와 있습니다. 정상 작동 중에는 제너 다이오드가 도통되지 않고 R LAMP 및 LAMP 에 의해 클램핑됩니다. 이를 통해 과부하 및 스타트 업이 아닌 풀 부하시 값들이 최적화 됩니다. 결과적으로 손실이 줄어들고 경부하 및 무부하 입력 전력이 향상됩니다. 출력 과부하 및 스타트 업 시 R LAMP 는 MOFET의 B 정격 값보다 낮게 정의된 최대 드레인 전압을 제공합니다. 고전력 설계에서는 손실(그림 13a의 회색 표시)을 분산시키기 위해 제너가 여러 개 필요할 수 있습니다. 한 개의 제너 클램프를 사용할 수도 있는데(R LAMP 와 LAMP 제거) 이 경우, 풀부하 및 경부하 효율성이 향상되고 무부하 입력 전력이 낮아지지만 EMI는 높아집니다. 그림 13b에는 효율적인 RZ 클램프 회로가 나와 있습니다. 이 구조는 제너 클램프의 경부하 및 무부하 성능과 R 클램프의 낮은 EMI 특성을 제공합니다. 이 회로의 장점은 경부하 또는 무부하에서 LAMP 가 R LAMP 값 아래로 방전되지 않는다는 점입니다. 경부하 또는 무부하시 정상적인 R 클램프에서는 커패시터 리플 전압이 매우 커지고(> OR ) 메인 부하에서 클램프는 무부하 입력 전력이 약해지고 경부하 효율성이 낮아집니다. 작동 원리는 기존의 R 클램프와 비슷합니다. 스위치의 턴오프 이벤트 후 커패시터 LAMP 는 R LAMP 와 R LAMP 를 통해 방전되어 다음 턴오프 이벤트를 위해 커패시터를 리셋합니다. R LAMP 와 R LAMP 의 전반에 걸쳐 가해진 전압 비율에 따라 전력 손실이 두 부품에 분산됩니다. 권장해 드리는 R LAMP 값은 설계에서의 OR 보다 약 10% 높습니다. 제너 두 개를 직렬로 배치하여 제너의 전력 용량을 늘릴 수 있습니다. 이러한 상태에서 피크 드레인 전압은 부품 변동에 따른 마진을 제공하기 위해 최대 675로 제한해야 합니다. 클램프 다이오드 ( LAMP )는 역 회복 시간이 500ns보다 짧은, 고속 또는 초고속 회복 타입을 사용해야 합니다. 어떠한 경우에도 표준 회복 정류 다이오드를 사용해서는 안 됩니다. 스타트업 또는 출력 회로 단락 시 발생할 수도 있는 높은 손실로 인해 다이오드에 장애가 발생할 수 있습니다. 저항 R LAMP1 은 EMI를 줄이기 위해 링잉을 댐핑합니다. 다양한 TOPwitch-JX 제품군을 사용하는 파워 서플라이에는 각기 다른 피크 1차측 전류 및 누설 인덕턴스와 이에 따른 다양한 누설 에너지가 발생합니다. 각 설계에서 커패시터 LAMP 와 R LAMP 를 최적화해야 합니다. 일반적인 규칙처럼, 커패시터 LAMP 값을 최소화하고 저항 R LAMP 값을 최대화하면서 피크 드레인 전압 제한을 권장 값인 675로 맞추십시오. 9단계 출력 정류 다이오드 선택 각 출력에서 설계 스프레드시트에 제공된 피크 역 전압( R ) 값 및 출력 전류(I O ) 값을 사용하여 출력 다이오드를 선택합니다. 표 6에는 널리 사용되는 몇 가지 다이오드 유형이 나와 있습니다. R 1.25 x PI : 여기서 PI 는 스프레드시트의 전압 스트레스 파라미터 섹션과 트랜스포머 2차측 설계 파라미터(다중 출력)에서 참조한 값입니다. I 2 x I O : 여기서 I 는 다이오드 정격 전류이고 I O 는 평균 출력 전류입니다. 프로토타입을 제작하였으면 온도 상승 및 피크 부하 상태의 지속 기간에 따라 정격 다이오드 전류를 높여야 할 수도 있습니다. 이는 필요한 히트싱크 양에도 적용됩니다. 정류기 다이 오드 R () I (A) 패키지 제조업체 쇼트키 1N5819 40 1 Axial ishay B140 40 1 Axial ishay B160 60 1 Axial ishay MBR160 60 1 Axial IR 11Q06 60 1.1 Axial IR 1N5822 40 3 Axial ishay B340 40 3 Axial ishay MBR340 40 3 Axial IR B360 60 3 Axial ishay MBR360 60 3 Axial IR B540 40 5 Axial ishay B560 60 5 Axial ishay MBR745 45 7.5 TO-220 ishay / IR MBR760 60 7.5 TO-220 ishay MBR1045 45 10 TO-220 ishay / IR MBR1060 60 10 TO-220 ishay MBR10100 100 10 TO-220 ishay MBR1645 45 16 TO-220 ishay / IR MBR1660 60 16 TO-220 ishay MBR2045T 45 20 (2 10) TO-220 ishay / IR MBR2060T 60 20 (2 10) TO-220 ishay MBR20100 100 20 (2 10) TO-220 ishay / IR UFR UF4002 100 1 Axial ishay UF4003 200 1 Axial ishay MUR120 200 1 Axial ishay EGP20 200 2 Axial ishay BY27-200 200 2 Axial ishay / NXP UF5401 100 3 Axial ishay UF5402 200 3 Axial ishay EGP30 200 3 Axial ishay BY28-200 200 3.5 Axial ishay / NXP MUR420 200 4 TO-220 ishay BYW29-200 200 8 TO-220 ishay / NXP BY32-200 200 18 TO-220 ishay / NXP 표 6. 출력 정류기로 적합한 다이오드 목록 12
AN-47 애플리케이션 노트 10단계 출력 커패시터 선택 정격 리플 전류 스프레드시트에서는 평균 출력 전력을 사용하여 출력 커패시터 리플 전류가 계산됩니다. 따라서 커패시터의 실제 정격은 설계에서 평균 전력 비율의 피크에 따라 달라집니다. 커패시터 리플 정격은 온도 제한이 있고 대부분의 피크 부하 기간이 커패시터의 열 시정수보다(<1s)보다 짧기 때문에 대부분의 경우에 이러한 가정이 가능합니다. 이러한 설계의 경우, 리플 정격이 스프레드시트에서 계산된 I RIPPLE 값보다 크도록 출력 커패시터를 선택하십시오. 하지만 연속(평균) 전력에 대한 피크가 높고 피크 부하 상태 지속 기간이 긴 설계에서는 커패시터 정격을 최악의 부하 조건 및 주변 상태에서 측정된 커패시터 온도 상승에 따라 높여야 할 수도 있습니다. 적합한 하나의 커패시터를 찾을 수 없는 경우에는 두 개 이상의 커패시터를 병렬로 사용하여 각 커패시터 정격을 합한 값과 같은 정격 리플 전류를 획득할 수 있습니다. 다수의 커패시터 제조업체에서 커패시터 작동 온도가 데이터 시트의 최대 값에서 감소되면서 정격 리플 전류를 높이는 요인을 제공합니다. 너무 큰 커패시터가 설계되지 않도록 이러한 사실 또한 고려되어야 합니다. ER 사양 출력에서의 스위칭 리플 전압은 피크 2차측 전류에 출력 커패시터 (전해질형이라고 가정할 경우)의 ER을 곱한 값과 같습니다. 따라서 리플 전압을 줄일 수 있도록 낮은 ER 커패시터 타입을 선택하는 것이 중요합니다. 일반적으로, 출력 리플에 맞는 정격 커패시터를 선택하면 허용 가능한 ER 값을 알 수 있습니다. 정격 전압 RATE 1.25 O 인 정격 전압을 선택합니다. + L PF + A PF O IN - R 100 Ω R BIA 470 Ω IRUIT PERFORMANE ircuit Tolerance ±5% Load Regulation ±1% Line Regulation ±0.5% TOPwitch-JX LT817A ONTROL Optional X F 100 nf 6.8 Ω 47 µf Z Zener 2% Feedback ircuit * O 가 최대 7.5 인 경우 47 Ω가 적합함. O 가 7.5 보다 크면 최적의 과도 응답을 위해 더 큰 값이 필요함. **I ZT = 5 ma인 제너의 경우 470 Ω가 적합함. I ZT 가 높은 제너의 경우 값이 낮아야 함. 예: I ZT = 20 ma의 경우 150 Ω. PI-5763-012810 그림 14. 일반적인 제너 피드백 회로 + L PF + A PF O IN - B R B R 1 kω O = 12 ) 200 Ω O = 5 ) IRUIT PERFORMANE ircuit Tolerance 1% Load Regulation 0.2% Line Regulation 0.2% TOPwitch-JX UT817A R 1 Optional ONTROL X F 100 nf 6.8 Ω 47 µf TL431 R T 3.3 kω T 100 nf R 2 10 kω R = O - 2.5 X 10 kω 2.5 Feedback ircuit PI-5762-022210 그림 15. 옵토커플러-TL431 피드백 회로 13
애플리케이션 노트 AN-47 11단계 피드백 회로 부품 선택 파워 서플라이의 피드백 회로 선택은 원하는 출력 레귤레이션에 따라 좌우됩니다. 간단한 피드백 회로는 옵토커플러 다이오드와 직렬 연결된 제너 다이오드를 사용하여 구성할 수 있습니다. 이 방식은 비용이 저렴하지만 제너 다이오드에 의지하여 출력 전압을 제어하므로 레퍼런스 I와 비교하여 디바이스의 넓은 오차 범위와 광범위한 온도 계수로 인해 성능이 제한됩니다. 그림 14에는 일반적인 제너 피드백이 구현되어 있습니다. 제너 다이오드 Z 전체에 걸친 강하, 옵토커플러 직렬 저항 R 및 옵토커플러 LE에 의해 출력 전압이 정해집니다. 저항 R BIA 는 1mA 바이어스 전류를 제공하므로 제너 다이오드가 무릎 전압 근처에서 작동합니다. 저항 R 는 피드백의 게인을 설정합니다. 이 두 저항은 0.125W 또는 0.25W, 5%의 타입이 될 수 있습니다. 피드백 네트워크를 바이어스 상태로 만드는 데 필요한 전류를 최소화하여 무부하 입력 소비 전력을 낮출 수 있도록 테스트 전류가 낮은(l ZT 5mA) 제너를 선택하는 것이 좋습니다. 그림 15에는 레퍼런스 I를 사용한 일반적인 구현이 보다 정확하게 나와 있습니다. TL431은 출력 전압을 설정하는 데 사용되며 저항 분배기 R 1 과 R 2 를 통해 프로그래밍되어 있습니다. 저항 R 는 게인을 설정합니다. 커패시터 T 는 폐 루프 전달 함수에서 0Hz에 가까운(실제로 한정된 TL431 게인에 의해 제한됨) 극점을 추가합니다. 또한 T 는 아래와 같이 저항 R T 와 R 1 과 함께 저주파수 영점(f Z1 )을 형성합니다. 부품 값은 이 영점이 약 100Hz에서 발생하는 값으로 선택해야 합니다. TOPwitch-JX의 7kHz 내부 극점은 고주파수 극점(f P1 )을 제공함으로써 2타입의 보정 구조를 완성할 수 있습니다(그림 16 참조). 크로스오버 주파수에 가깝게 위상을 높여야 하는(위상 부스트) 경우가 있습니다. 저항 R 를 선택하여 원하는 크로스오버 주파수 f 를 획득하고 나면 R 네트워크(R B, B 사용)가 R 전체에 배치되고 위상 상승(위상 부스트)을 일으킬 수 있게 됩니다. 이러한 부품의 권장 시작 값은 다음과 같습니다. 이 배열에서는 일반적으로 크로스오버 주파수 f 를 크게 발생시키지 않고도 약 30 의 위상 마진을 추가로 제공할 수 있는 극점 영점 쌍 (f Z2 와 f P2 )이 배치됩니다(그림 17 참조). P/N TR(%) BEO 제조업체 4핀 IP P123Y6 80-160 70 harp P817X1 80-160 70 harp P817X4J 300-600 80 harp FH615A-2 63-125 70 ishay, Isocom FH617A-2 63-125 70 ishay, Isocom FH618A-2 63-125 55 ishay, Isocom IP817A 80-160 35 ishay, Isocom LT817A 80-160 35 Liteon LT816A 80-160 80 Liteon LT123A 80-160 70 Liteon LT817 300-600 35 Liteon K1010A 60-160 60 osmo 6핀 IP LT702FB 63-125 70 Liteon LT703FB 63-125 70 Liteon LT713FA 80-160 35 Liteon K2010 60-160 60 osmo P7022NZX 63-125 70 harp P7032NZX 63-125 70 harp P7131NZX 80-160 35 harp P7141NZX 80-160 35 harp MO8102 73-117 30 ishay, Isocom MO8103 108-173 30 ishay, Isocom MO8105 63-133 30 ishay, Isocom NY17F-2 63-125 70 ishay, Isocom, Liteon 표 7. 옵토커플러 일반적으로 고주파수 스위칭 노이즈와 리플을 줄이기 위해 포스트 필터(L PF 와 PF )가 추가됩니다. 정격 전류가 피크 출력 전류보다 높은 상태에서 인덕터 L PF 는 1mH~3.3mH에 속해야 합니다. 정격 전압이 1.25 x OUT 이상인 경우, 커패시터 PF 는 100mF~330mF에 속해야 합니다. L PF 와 PF 는 10kHz 이상에서 각각의 공진 주파수가 발생하도록 함께 사용해야 합니다. 이렇게 하면 포스트 필터로 인한 파워 서플라이의 대역폭 내 위상 저하가 발생하지 않습니다. 그런 다음 포스트 필터가 사용되고 아래와 같이 옵토커플러가 포스트 필터 인덕터와 센싱 저항 앞에 연결되어야 합니다. 일반적으로 포스트 필터 뒤에 연결하면 발진이 유발됩니다. 표 7은 절연 스위칭 파워 서플라이의 피드백 컨트롤을 위해 많이 사용되는 옵토커플러 목록입니다. 일반적인 TR이 1:6인 옵토커플러를 사용하는 것을 권장합니다. 14
AN-47 애플리케이션 노트 From Output apacitor L PF f P1 + Gain f Z1 f P2 R R 1 T R T PF Phase Up to 90 TL-431 Pole/Zero Formed by Approximate Location R 2 f P1 T 0 Hz f Z1 R T, T, R 1 100 Hz PI-5833-030510 f P2 TOPwitch 7 khz 그림 16. TOPwitch-JX를 사용하는 일반적인 "타입 2" 컨트롤러 구현 f P1 From Output apacitor L PF Gain f P2 f P3 + f Z1 f Z2 B R B R R 1 PF Phase Up to 135 T R T Pole/Zero Formed by Approximate Location TL-431 f P1 T 0 Hz R 2 f Z1 R T, T, R 1 100 Hz f Z2 R B, B, R f PI-5834-030510 f P2 TOPwitch 7 khz f P3 R B, B, R 10 f 그림 17. 크로스오버에 가까운 위상 부스트를 제공하기 위해 변경된 "타입 2" 컨트롤러 15
+ Ð + 애플리케이션 노트 AN-47 Maximize opper Area for Optimum Heat inking Ð OUT RPL1 RL1 RO B U2 U3 J2 U1 RPL2 RIL BP RL2 B ZO R12 R16 T1 Output Filter apacitors 16 18 HF L Post-Filter 10 Transformer L2 J1 Output Rectifiers 17 8 IN 4 5 3 R5 R1 11 Y- apacitor 9 Input Filter apacitor lamp ircuit PI-5752-012510 그림 18a. -패키지 사용 시 TOPwitch-JX의 레이아웃 고려 사항 lamp ircuit Isolation Barrier + H - Input Filter apacitor J1 4 H1 R6 5 6 R7 T1 Y- apacitor 8 16 R12 H2 Output Rectifier BP RL2 RL1 RPL1 RO U1 F X RPL2 9 R8 ZO R1 RIL B R9 B R10 JP2 Transformer U2 U4 21 R17 R13 R15 18 R21 17 R20 L3 19 J2 Output Filter apacitors HF L Post-Filter - + OUT PI-5793-030910 그림 18b. E-패키지 사용 시 TOPwitch-JX의 레이아웃 고려 사항 16
AN-47 애플리케이션 노트 설계 팁 설계 권장 사항: 고출력 전압 설계(12보다 높음), 특히 높은 값의 출력 커패시 터가 사용되는 설계의 경우 소프트 피니쉬 회로가 권장됩니 다. 이 회로를 사용하면 낮은 입력 전력으로 최대 부하에서 스타트 업 되고 출력 전압 오버슈트가 방지됩니다. 그림 22의 R23, 6, 19는 소프트 피니쉬 회로 중 하나를 보여주고 있 습니다. 바이어스 권선 출력 필터에는 10mF, 50의 전해 커패시터를 사용하는 것이 좋습니다. 이는 파워 서플라이에 부하가 걸리 지 않을 때 옵토커플러에 적절한 바이어스 전압이 적용되도 록 하기 위함입니다 높은 입력 전압 및 무부하에서 바이어스 전 압은 최상의 무부하 입력 전력 성능을 구현하기 위해 7(최악의 경우) 아래로 떨어지면 안 됩니다. 바이어스 권선 전압 또는 커패시터를 이에 따라 조정하십시오. 회로 기판 레이아웃 TOPwitch-JX는 하나의 칩에 컨트롤러와 고전압 MOFET을 통합시킨 고집적 파워 서플라이 솔루션입니다. 아날로그 신호와 함께 높은 스위칭 전류와 전압이 있기 때문에 파워 서플라이가 안정적이고 문제 없이 동작할 수 있도록 반드시 알맞은 PB 설계 방식을 따르는 것이 중요합니다. TOPwitch-JX을 사용한 파워 서플라이용 PB 설계 시, 다음 가이드 라인을 따라야 합니다. 1차측 연결 TOPwitch-JX의 OURE핀과 바이어스 권선 그라운드를 입 력 평활 커패시터의 마이너스 단자와 연결하는 단일 그라운 드 포인트(kelvin)를 사용하십시오. 이는 서지 전류를 바이어 스 권선에서 입력 평활 커패시터로 직접 리턴시켜 I의 서지 내성을 향상시킵니다. ONTROL핀 바이패스 커패시터는 OURE핀과 ONTROL 핀으로부터 최대한 가까이 있어야 하고 OURE핀의 패턴은 메인 MOFET 스위칭 전류 또는 바이어스 권선 회복 연결과 공유하지 않아야 합니다. OLTAGE MONITOR() 핀 또는 EXTERNAL URRENT LIMIT(X) 핀에 연결된 모든 OURE 핀 레퍼런스 부품도 해당 핀과 OURE 핀 사이에 가까이 있어야 합니다. 그리고 OURE 핀의 패턴은 주 MOFET 스위칭 전류가 흐르는 패턴 또는 바 이어스 권선 그라운드 전류가 흐르는 패턴과는 분리시켜야 합니다. OURE핀 스위칭 전류는 ONTROL핀, OLTAGE- MONITOR핀 또는 EXTERNAL URRENT LIMIT핀에 연결된 부품과 패턴을 공유하지 않고 각각 독립된 패턴을 통해 입력 평활 커패시터의 마이너스 단자로 다시 유입되는 점을 주의 깊게 봐주시기 바랍니다. 이는 OURE핀이 컨트롤러 그라 운드 레퍼런스 핀이기 때문입니다. 또는 X 핀에 연결된 모 든 패턴의 길이는 가능한 짧게 유지하면서 RAIN 노드, 클램 프 부품, di/dt 또는 dv/dt가 높은 노드에서 멀리 떨어뜨려 노 이즈가 커플링되지 않도록 해야합니다. 입력 센싱 저항은 핀에 가깝게 위치시켜 하이 임피던스 핀 측의 패턴 길이를 최소화합니다. 핀 저항의 버스측은 입 력 커패시터에 최대한 가까이 연결해야 합니다. 47mF ONTROL 핀 커패시터 외에도 로컬 디커플링에 고주 파수 0.1mF 바이패스 커패시터를 함께 사용해야 합니다(그림 18의 BP ). 피드백 옵토커플러 출력은 노이즈 커플링을 방지하기 위해 고전압 또는 고전류 패턴에서 멀리 떨어져 배치되어야 합니다. Y 커패시터 Y 커패시터는 트랜스포머의 1차측 입력 핀과 트랜스포머의 2차측 출력 회복 핀에 가까이 연결하는 것을 권장합니다. Y 커패시터가 1차측과 2차측 RTN 사이에 연결되어 있는 경우, 1차측 연결은 전용 패턴을 통해 Y 커패시터에서 입력 커패시터 마이너스 단자로 이어져야 합니다. 이렇게 해야 절연 배리어 전반에 흐르는 라인 서지로 인한 변위 전류를 TOPwitch-JX에 연결된 패턴에서 멀리 떨어져 라우팅할 수 있습니다. 2차측 누설 인덕턴스 및 EMI를 최소화하려면 2차측 권선, 출력 다이오드 및 출력 필터 커패시터를 연결하는 루프 영역을 최소화해야 합니다. 또한 발열을 용이하게 하기위해 다이오드의 애노드 및 캐소드 단자에 충분한 구리 면적이 있어야 합니다. 애노드 영역이 크면 고주파수 방사 EMI가 증가될 수 있으므로 노이즈가 없는 캐소드 단자 영역이 더 커야 좋습니다. 피해야 할 가장 일반적인 레이아웃 문제 부적절한 레이아웃은 성능 문제를 일으키는 경우가 많으며 이를 분석하는 데 시간이 오래 걸릴 수 있습니다. PB 설계 변경이 어려운 개발 과정 마지막에 이러한 문제가 나타날 수 있습니다. 그림 19는 문제의 근본 원인을 재빨리 파악하고 레이아웃을 정정하는 데 도움이 됩니다. 이 그림에는 일반적인 레이아웃 실수와 이를 피해야 하는 이유가 도식화되어 있습니다. 경부하의 효율성 및 무부하 입력 전력에 관한 팁 올바른 전력 측정기 구조 그림 25에는 전력 측정기의 전압 및 전류 센싱 요소의 구조 두 개와 이에 해당하는 일반적인 임피던스가 나와 있습니다. 각 전압 및 전류 요소는 사용자가 구성할 수 있도록 일반적으로 기기 후면에 있습니다. 저전력 측정값(<100W)의 경우 구조(a)를 사용해야 합니다. 그러면 전력 판독값 중 하나인 전압 센싱 요소의 입력 임피던스가 정적 손실되는 것을 방지할 수 있습니다. 230A에서 이러한 정적 손실은 입력 임피던스가 2MΩ인 경우 미터당 26mW의 오류에 해당합니다. 따라서 무부하 입력 전력 측정 시 대부분의 에너지 효율성 테스트 방식(IE 62301)의 불확정성 요구 사항(0.01W 이하)이 충족되지 않습니다. 구조(a)에는 전류 센싱 요소 전체에 걸친 전압 강하(전력 손실)로 인한 오류가 나와 있습니다. 그러나 이 오류는 저전류 측정값에서 보통 무시됩니다. 예를 들어 85A, 2A RM 측정에서 전력 손실이 64mW인 경우, 전력 측정 규정값이 2%인 것에 반해 <0.05%가 측정되는 오류가 발생합니다. 전력 측정기가 올바르게 구성되었는지 바로 확인하기 위해 PU (파워 서플라이 유닛)를 연결하지 않고 230A를 전력 측정기에 적용합니다. 전력 측정기에 0이 아닌 전력 값이 표시되면 구조(b) 가 사용 중일 수 있습니다. 이 경우 전력 측정기를 구조(a)로 전환하십시오. 무부하 입력 전력 안정 시간 무부하 또는 대기 상태에서 입력 전력을 측정할 때 입력 전력이 안정될 수 있도록 충분한 시간을 갖고 측정합니다. 그림 27에는 230A 입력에서 TOPwitch-JX 설계의 무부하 입력 전력을 측정할 때의 일반적인 안정 시간이 나와 있습니다. 입력 전력은 Yokogawa WT210 전력 측정기를 사용하여 5.5분(330초) 동안 100ms마다 측정되었습니다. 최종 값(55.4mW)의 3mW(5%) 내에서 전력 측정값을 획득하기 위해서는 90초 넘게 지연됩니다. 17
애플리케이션 노트 AN-47 권장 레이아웃 B+ Y1 선호하는 Y 커패시터 배치 (B+ 출력 RTN 방향) 부적절한 바이어스 권선 복귀 연결 B+ Y1 입력 커패시터에 연결된 라인 센싱 저항(R L ) LAMP LAMP 핀에 가까이 배치된 R L Y2 Y2 X 핀에 가까이 배치된 R IL OURE 핀에 캘빈 연결, 신호 패턴에 전력 전류가 흐르지 않음 PRI RTN R L ONTROL X F R IL TOPwitch-JX PI-5764-030310 입력 커패시터에서 Y 커패시터( Y2 )와 바이어스 그라운드가 전용 패턴을 통해 PRI RTN에 직접 연결되어 있음 ONTROL 핀과 OURE 핀 사이에 배치된 ONTROL 핀 디커플링 커패시터 PRI RTN I BIA + I Y2 TOPwitch-JX ONTROL X F PI-5765-011210 바이어스 권선 그라운드 및 ( Y2 를 통한) 1차측과 2차측 사이 변위 전류가 신호 패턴을 통해 흐름. 패턴 임피던스 전체에 걸친 전압 강하( )는 컨트롤러의 소스 레퍼런스를 변조시킴 원활한 디바이스의 작동을 위한 권장 레이아웃 부적절한 레이아웃으로 인해 출력 리플이 증가되거나 디바이스가 올바르게 작동하지 못함 부적절한 신호 소스 연결 Y1 부적절한 라인 센싱 저항 배치 및 연결 B+ I B+ Y1 B+ LAMP 패턴 임피던스( B+ ) 전체에 걸친 전압 강하는 핀 전류를 변조시킴 B+ LAMP Y2 R L 는 디바이스에서 멀리 배치, 핀 노드 영역이 증가하면 전위 노이즈 커플링이 증가됨 R L Y2 OURE 핀에서 캘빈 연결이 없는 경우, 전력 전류(I )로 인해 패턴( )에 전압 강하가 발생하여 컨트롤러의 소스 레퍼런스 가 변조됨 TOPwitch-JX ONTROL X F 핀 패턴이 드레인 노드와 가깝게 라우팅되어 노이즈 커플링 발생 TOPwitch-JX ONTROL X F PRI RTN I PRI RTN PI-5766-011310 PI-5767-012810 부적절한 레이아웃으로 인해 출력 리플이 증가되거나 디바이스가 올바르게 작동하지 못함 부적절한 레이아웃으로 인해 U/O 기준값이 변경되고 출력 리플이 증가됨 그림 19. 레이아웃 고려 사항(도식화) 및 가장 일반적인 실수 무부하 입력 전력의 반복성 TOPwitch-JX의 무부하 소비 전력이 매우 작고 경부하시에도 효율이 좋기 때문에 주어진 사양에 대해 필요한 설계 마진이 작아도 됩니다. 그림 26에는 일반적인 성능 예가 나와 있습니다. 여기서 파워 서플라이의 무부하는 장치 온도가 25 와 100 일 때 TOP266EG 부품 48개를 사용하여 측정되었습니다. 각 온도에서 총 범위는 5mW 미만 그리고 7mW 미만으로 나타났습니다(두 온도에서의 데이터 포함). 저부하 효율성과 무부하 입력 전력의 개선 저부하 및 무부하 상태에서 피드백 네트워크, 입력 센싱 저항, 클램프의 소비 전력이 크며 최적화하지 않은 상태에서 설계 시 무부하 입력 전력이 두 배가 되거나 대기 상태에서 가능한 출력 전력이 크게 줄어들 수 있습니다. 다음 방식에 따라 이러한 손실을 최소화할 수 있습니다. 출력 더미 부하 최소화 입력 센싱 저항을 핀에 연결 클램프 선택 및 최적화 18
AN-47 애플리케이션 노트 BU R OP R OP R BIA R L1 ONTROL R L2 X F PI-4822-022008 To Transformer 그림 20. TOPwitch-JX 기반 플라이백 파워 서플라이용 1차측 센싱 OP 회로 R TOPwitch-JX ONTROL 1N4148 R OP R OP R BIA X F 0.1 µf 47 µf 6.8 Ω ONTROL X F 100 nf 0 to 47 Ω PI-5768-011410 그림 23. 무부하 소비 전력을 줄이기 위한 핀에서 핀으로의 바이어스 PI-4821-022008 그림 21. TOPwitch-JX를 사용한 플라이백파워 서플라이용 1차측 센싱 과전압 보호 회로(추가적인 핀 노이즈 디커플링) R L ONTROL X 1N4148 F R OPP R OP R OPP 1 MΩ R OP R P P B B To Transformer TOPwitch-JX ONTROL X To BU R L1, R L2 0.1 µf Q X 2N2222 20 Ω 47 µf 6.8 Ω 그림 24. 달링턴 방식을 사용하여 무부하 입력 전력을 줄임 F To Bias Winding 20 Ω PI-5769-030510 P817A 그림 22. TOPwitch-JX를 사용한 과전압 및 과전력 보호 기능 바이어스 권선 전압 최소화 입력 센싱 저항 값 증가 달링턴 구성의 일부로 옵토커플러 트랜지스터 구성 TL431 및 TL431 2차측 레퍼런스 I 사용 비교 PI-5824-020210 그러나 이러한 기술을 시도하기 전에 먼저 입력 전력을 측정하는 데 사용하는 전력 측정기가 올바르게 구성되었는지 확인하십시오 (그림 25). 출력 더미 부하 최소화 단일 출력 TOPwitch-JX 설계에서는 출력 더미 부하가 필요하지 않으며 제거할 수도 있습니다. 다중 출력의 경우, 2차측 피드백 네트워크가 연결되지 않은 출력에 작은 더미 부하가 필요할 수 있습니다. 더미 부하가 없는 경우 이들 출력은 원하는 전압보다 훨씬 높게 피크 충전할 수 있습니다. 무부하 입력 전력을 최소화하려면 더미 부하 저항 값을 최대화해야 합니다. 전력 손실을 줄이기 위해서는 션트 레귤레이터를 추가하여 메인 출력과 2차 출력 간에 일정한 차이를 유지합니다. 여기서 손실을 최소화하려면 메인 출력을 통해 그라운드로 전류가 흐를 수 있도록 션트 레귤레이터의 트랜지스터를 구성해야 합니다. ( 핀에 연결되는) 입력 센싱 저항 포함 입력 센싱 저항을 핀에 연결하면 입력 저전압 및 과전압 기능을 제공할 뿐 아니라 라인 피드 포워드 기능을 활성화할 수 있습니다. 이 기능은 입력 전압이 상승하면서 지정된 듀티 사이클을 프로그래밍하기 위해 ONTROL 핀에 필요한 전류량을 줄입니다. 이 전류는 출력 부하(옵토커플러 트랜지스터를 통한 바이어스 권선과 옵토커플러 LE를 통한 출력으로부터 공급받음)를 나타내며 ONTROL 핀 전류를 줄이므로 손실 또한 감소합니다. 따라서 입력 센싱 저항 자체의 손실이 추가되어도 경부하 효율성 및 무부하 입력 전력이 개선됩니다. 19
애플리케이션 노트 AN-47 Power Meter Power Meter A A 16 mω 16 mω IN 2 MΩ PU IN 2 MΩ PU (a) 저전력(100W보다 낮음) 및 무부하 전력 입력 전력 측정 (b) 고전력(100W보다 높음) PI-5848-030910 그림 25. 저전력/무부하 및 고전력 설계에서 값을 정확하게 측정하기 위한 올바른 전력 측정기 구성. TOPwitch-JX 전력 수준의 경우, 회로 구성(a)를 사용하는 것이 좋음 클램프 선택 및 최적화 경부하 및 무부하에서 손실을 최소화하기 위해 제너 또는 제너 블리드 클램프 구조를 선택하십시오. 풀부하 및 과부하 상태에서 피크 드레인 전압을 제한하도록 저항 값과 커패시터 값이 선택되어 있으므로 R 클램프를 사용해서는 안 됩니다. 그러나 경부하 또는 무부하 상태에서는 누설 인덕턴스 에너지와 스위칭 주파수가 모두 더 낮으므로 커패시터 전압을 크게 방전시킵니다. 커패시터는 각 스위칭 사이클에서 반사 출력 전압보다 높게 재충전해야 하므로 낮은 커패시터 전압은 낭비되는 에너지를 나타냅니다. 이것은 마치 파워 서플라이의 출력에 연결된 것처럼 클램프 손실을 큰 부하로 보이게 만드는 효과가 있습니다. 제너 및 제너 블리드 클램프 구조를 사용하면 커패시터 전체 전압이 최소 값(제너의 정격 전압으로 정의된 값) 아래로 방전되지 않도록 하여 경부하 및 무부하 상태에서 클램프 손실을 최소화하므로 이 문제가 해결됩니다. 그림 13에는 권장 클램프 구조가 나와 있습니다. 여기서는 레귤레이션 감소와 오토 리스타트가 일어나기 직전에 최대 A 입력 전압 및 출력 과부하라는 최악 조건에서 피크 드레인 전압을 675 아래로 유지하는 R LAMP 의 최고 값을 사용하여 클램프 손실을 최적화합니다. 클램프 설계에 대한 자세한 내용은 설계 흐름의 8 단계에 나와 있습니다. 무부하 상태의 바이어스 권선 전압 최소화 ONTROL 핀으로 흐르는 피드백 전류는 1차측에서 바이어스 권선 출력으로부터 공급됩니다. 따라서 바이어스 권선 전압을 최소화하면 전체 손실이 줄어듭니다. 무부하 및 최대 입력 전압 상태에서 오실로스코프를 사용하여 바이어스 권선 커패시터 전압을 모니터링하고(그림 31의 10). 최소 전압이 7 이상이 될 때까지 트랜스포머의 바이어스 권선의 턴 수를 줄이십시오. 전압이 이 값보다 낮아지면 옵토커플러가 차단되어 무부하에서 출력 전압이 상승합니다. 바이어스 권선의 턴 수가 정수이므로 바이어스 전압을 완벽하게 최적화하지 못할 수 있으며, 이 경우 바이어스 커패시터의 값도 조정되어 증가되면서 바이어스 전압이 약간 상승할 수 있습니다. 일단 최적화되었으면, 과도 부하 상태에서 작동시켜 바이어스 전압이 7 이상을 유지하는지 확인해야 합니다. 그림 26. 단일 파워 서플라이의 무부하 입력 전력에서 측정한 디바이스 간 및 온도 변화의 예 20
AN-47 애플리케이션 노트 전체 루프 게인을 올바르게 설정하기 위해 2차측에서 옵토커플러 LE 직렬 저항(그림 31의 R16)을 높여야 합니다. 처음에는 표준 피드백 구조의 10배를 예상 값으로 한 다음 컨트롤 루프 보우드 선도(bode plot)에 따라 조정할 수 있습니다. Input Power (mw) TL431 및 TL431 2차측 레퍼런스 I 사용 비교 고전압 출력 설계(>12)에서, TL431에서 TL431로 바꾸면 레퍼런스 I에서 필요한 바이어스 전류를 줄여 무부하 소비를 감소시킬 수 있습니다. 올바른 작동을 위해 TL431에는 1mA의 공급 전류가 필요한 반면, TL431은 100mA가 필요합니다. 이렇게 옵토커플러 LE에 병렬로 연결된 저항으로부터 공급되는 공급 전류가 감소되면 출력 부하가 즉시 줄어들어 입력 전력도 마찬가지로 줄어듭니다. TOPwitch-JX를 사용하여 과전압 보호 기능 구현 그림 27. 무부하 입력 전력 안정 시간. 여기에서 점은 필터링 없이 전력 측정기에서 순간 측정한 값을 나타내고, 선은 평균 측정 값을 나타냄. 입력 센싱 저항 값 증가 핀에서 핀으로 저항을 추가하여 입력 센싱 저항 손실을 줄일 수 있습니다(그림23). 저항 R 는 ONTROL 핀에서 OLTAGE MONITOR 핀으로 흐르는 고정 전류를 프로그래밍합니다. 이렇게 하면 R L1 과 R L2 를 통해 버스에서 필요한 전류가 줄어 핀의 입력 U 임계 전류를 초과하게 됩니다. 따라서 R L1 과 R L2 를 합한 값이 4MW에서 10MW까지 증가하는 동시에 같은 입력 저전압 기준값을 유지합니다. 입력 저전압(U) 기준값은 유지되지만 입력 과전압(O) 기준값이 두 배가 되며 라인 피드 포워드 리플 제거 효율성이 떨어집니다. 실제로 대부분의 시판 제품의 경우, 해당 등급 제품이 견뎌야 하는 디퍼렌셜 서지 규정이 2k로 낮으므로 입력 O 기준값이 높으면 거의 영향을 받지 않습니다. 이 정도의 서지에서는 (평활 커패시터에서 필터링된) 버스 전압이 약간 증가하나 이는 B 를 초과할 만큼의 전압보다는 훨씬 낮습니다. 디바이스의 오토 리스타트 기능이 제대로 동작하려면 R 값이 300kW보다 낮아야 합니다. 달링턴 방식의 일부로 옵토커플러 트랜지스터 구성 옵토커플러를 달링턴(그림 24) 방식의 트랜지스터 중 하나로 구성하면 보통 무부하 입력 전력이 1mA O 로 줄어듭니다. 달링턴의 게인이 증가되면 출력 레귤레이션을 유지하기 위해 지정된 ONTROL 핀 전류를 공급하는 데 필요한 옵토커플러 LE(피드백) 전류가 줄어듭니다. 2차 피드백 전류는 출력에서 공급되므로 이는 출력 부하를 나타내며 따라서 피드백 전류를 낮추면 이 부하가 감소되어 입력 소비 전력도 줄어듭니다. 이러한 감소는 출력 전압의 작용이므로 출력 피드백이 고출력 전압(12이상)에서 파생되는 설계에서는 이 방식이 가장 효과적입니다. 트랜지스터 Q X 는 범용 NPN 유형일 수 있습니다. 안정성을 위해 Q X 이미터(emitter)에서 ONTROL 핀에 작은 저항 값(20Ω)을 추가해야 합니다. Q X 베이스와 옵토커플러 트랜지스터 이미터 사이의 두 번째 저항은 옵토커플러 누설 전류를 보상합니다. 이는 높은 온도에서 옵토커플러 트랜지스터의 누설로 피드백 전류가 변조되기 않도록 하기 위해 옵토커플러 게인이 A(80-160%)급 TR 로 제한되어야 하는 이유이기도 합니다. 바이어스 권선 출력을 이용하여 플라이백 토폴로지의 출력 전압 변화를 추적할 수 있습니다. 피드백 루프가 잘못되고 출력 전압이 상승하는 경우, 바이어스 권선의 전압도 상승하게 됩니다. 이는 출력 과전압 상태를 감지하는 데 사용할 수 있습니다(그림 20, 21). 정상 작동(또는 정상 작동 중 과도 부하 상태)중 바이어스 권선 출력의 최고 전압보다 크게(20~30%) 바이어스 권선 전압이 상승하면 제어 다이오드가 도통이 되도록 바이어스 권선 출력과 핀 사이에 연결된 직렬 저항과 함께 적절한 제너 다이오드를 선택할 수 있습니다. 핀으로 주입되는 전류가 112mA를 넘으면 스위칭 사이클이 즉시 중단됩니다. 주입되는 전류가 100ms가 지나도 계속 112mA보다 높을 경우, 부품에 히스테리시스(Hysteresis) 를 갖는 O 셧다운이 발생합니다. 이 경우 오토 리스타트 사이클이 완료된 후 주입되는 전류가 히스테리시스(Hysteresis) 점 아래로 떨어지면 바로 스위칭이 다시 시작됩니다. 주입된 전류가 112mA를 초과하는 경우, 핀이 이에 반응하여 핀 전압을 0.5까지 낮춥니다. 핀 전압 강하로 인해 핀 전류가 336mA보다 높게 상승하는 경우 부품은 래칭 셧다운 상태가 됩니다. 직렬 저항 R OP 값이 매우 작은 경우(5W~22W), 주입되는 전류가 112mA에 도달하고 이에 반응하여 핀 전압이 바뀌면 전류가 336mA보다 넘게 흘러 리셋해야 하는 상황인 래칭 과전압 상태가 발생합니다. 이 상태에서는 입력 A가 작동하고 핀 커패시터가 방전되어 부품이 리셋되지 않는 한 작동이 다시 시작되지 않습니다. 대신 핀과 X 핀의 연결을 끊어 래칭이 리셋될 수도 있습니다. TOPwitch-JX는 X 핀에서 나오는 전류가 27mA보다 낮은 경우, 이를 감지하여 스위칭을 중단하고 OP 래칭을 리셋합니다. 이 특성은 그림 28에 나온 고속 A 리셋 회로에서 사용됩니다. 그림에는 단일 BJT를 사용하는 간단한 내부 래칭 리셋 회로가 나와 있습니다. 커패시터 1의 전압은 입력 커패시터보다 훨씬 빠르게 변하므로 A가 작동될 때 래칭을 빠르게 리셋할 수 있습니다. 일부 설계에서는 바이어스 권선에서 연결된 제너 다이오드가 핀으로 주입되는 노이즈의 원인이 됩니다. 이는 바이어스 권선 출력 리플이 높거나 회로 기판 레이아웃으로 인해 인접한 회로들의 노이즈가 제너 다이오드와 핀을 연결하는 패턴에서 커플링되는 경우에 발생합니다. 이러한 경우의 해결 방법이 그림 21에 나와 있습니다. 21
애플리케이션 노트 AN-47 + 일반 65A 브라운아웃 기준값. 3s보다 낮은 A 래칭 리셋 시간. 무부하 입력 전력이 낮은 경우, 게인 Q R 값이 클수록 R1 증가/1 감소. UF4005 22 Ω - 150 Ω 1/2 Ω R ONTROL Input oltage ONTROL 10 pf - 33 pf 1 k X R IL F - X R IL Q R R1 4 MΩ 1N4007 R2 39 kω A Input 1 47nF 그림 29. TOP269-271을 사용하는 고전력 설계의 권장 R 회로 PI-5004-012010 PI-5652-110609 From O 그림 28. 외부에서 설정된 전류제한, 빠른 A 래칭 리셋 및 브라운아웃 OPP(과전력 보호) 구현 1차측 센싱 과전력 보호는 바이어스 권선의 전압을 감지하여 핀을 통해 구현할 수 있습니다. 그림 22에 이러한 구조가 나와 있습니다. 제너 다이오드 R OP 는 출력 OP(과전압 보호) 기능을 제공하며 R OPP 는 R P 와 P 와 함께 과전력 보호 기능을 제공합니다. 이 방식은 요구되는 OPP가 풀 부하 출력 전력에 비하여 >150%인 경우에 효과적입니다. OPP 기능은 2차측과 바이어스 권선 사이의 불완전한 커플링에 의해 좌우됩니다. 출력 부하가 증가하면서 누설 인덕턴스의 영향으로 바이어스 권선 전압이 상승합니다. 바이어스 전압이 정격 전압 R OPP 를 넘게 되면 전류가 핀으로 흘러 디바이스가 스위칭을 중단합니다. R OPP 값이 5.1kW인 경우 비래칭 셧다운이 발생하고 값이 <22W이면 래칭 셧다운이 발생합니다. 과도 부하 및 스타트 업 시, 거짓 트리거를 방지하기 위해 R P 와 P 는 권장 시간인 약 2ms 또는 피크 부하 상태 지속 시간보다 길게 지연을 발생시킵니다. R OP 전압은 스타트 업 시와 과도 부하에서 OP의 거짓 트리거가 발생하지 않도록 R OPP 보다 높아야 합니다. 정확한 OP(과전류 보호) 구현 OPP(과전력 보호)도 (다소 약한) 과전류 보호 형태로 사용할 수 있습니다. 그러나 정확한 OP(과전류 보호) 기능을 구현해야 할 경우, 회로에 따라 별도의 옵토커플러를 사용하여 OP 기준값을 감지하고 핀을 통해 스위칭 디바이스를 턴 오프할 수 있습니다. 그림 30에는 정확한 과전류 보호 회로가 구현되어 있습니다. 부하 전류는 전류 센싱 저항 R ENE 에서의 전압 강하를 측정하여 모니터링됩니다. 션트 레귤레이터 I U1은 R2와 R3에 의해 형성된 저항 분배기 네트워크와 함께 op-amp U2의 반전 입력에서 전압 레퍼런스(0.03)를 정확하게 생성하는 데 사용됩니다. 이러한 저전압 센싱 기준값을 통해 작은 전류 센싱 저항을 사용할 수 있습니다. 저항 R6과 1은 주파수 보상 기능을 제공합니다. 이 예에서 과전류 기준값이 5A로 설정되도록 R ENE 값이 선택되어 있습니다. 이렇게 프로그래밍된 전류에서 R ENE 의 전압이 레퍼런스 전압(0.03)을 넘게 되어 op-amp 출력이 상승하게 됩니다. 이로써 옵토커플러안의 다이오드를 바이어스시켜 상태를 핀을 통해 셧다운을 일으키게 합니다. R OP 값은 래칭 또는 비래칭 셧다운을 의미하며, 5.1kW는 비래칭 셧다운을, <22W일 경우에는 래칭 셧다운을 발생시킵니다. 과전류 제한 사양이 광범위한 경우, U2 대신 소신호 다이오드를 전압 레퍼런스로 사용할 수 있습니다. To Pin R OP From BIA R5 100 Ω U3A U2 LM321 R6 51.1 kω 그림 30. 정확한 과전류 보호 회로 구현 PI-5828-030310 TOPwitch-JX를 사용한 고전력 파워 서플라이 설계 + 1 0.22 µf R2 100 kω R3 2.43 kω R1 10 kω U1 TL431 R ENE 0.006 Ω 플라이백 토폴로지를 사용하는 고전력 파워 서플라이 설계에서는 다음과 같은 사항을 추가로 고려해야 합니다. 1. 트랜스포머의 와이어 손실이 상당할 수 있으며 따라서 다중선 구성 시, 고전력 플라이백 트랜스포머를 설계에 권선 구조 및 전선 가닥 수의 선택이 중요한 요소입니다. 고주파수 트랜스포머의 전선 크기는 스위칭 주파수에 따라 선택합니다. 표피 두께는 스위칭 주파수에 비례하며 각 도체의 유효 단면적을 제한합니다. 고주파수 트랜스포머에서 유도 손실을 줄이기 위해 다중 가닥(선)의 권선 및 리찌선이 널리 사용됩니다. 표피 효과를 더 많이 줄이려면 특히 저전압 고전류(6A보다 높음) 출력의 경우, 호일 권선을 사용하는 것이 좋습니다. 2. 트랜스포머 및 PB 패턴의 누설 인덕턴스가 약간 증가해도 스너버 회로에 손실이 크게 증가할 수 있습니다. 누설 인덕턴스를 줄이려면 트랜스포머에 샌드위치 권선 구조를 사용하고 PB 패턴 길이, 특히 2차 권선, 출력 다이오드 및 출력 커패시터로 구성된 루프를 최소화하는 것이 중요합니다. 스너버 회로 설계는 고효율을 얻는 데 있어 중요합니다. 일반적으로 높은 전력에서 올바른 크기의 RZ 클램프를 사용하면 드레인 소스 전압이 680를 넘지 않습니다. 3. 고출력 전류에서 2차 리플 전류가 증가하고 ER이 매우 낮은 하나의 출력 커패시터의 정격 값을 초과할 수도 있습니다. 따라서 여러 커패시터를 병렬로 사용하는 것이 일반적입니다. 이 경우 리플 전류가 고르게 배분되기 위해 모든 커패시터에의 패턴 길이를 같게 하도록 각별히 주의해야 합니다. 이렇게 하면 손실 및 온도가 동일하게 상승하여 적절한 작동 수명이 보장됩니다. 다수의 커패시터에서도 스위칭 주파수 리플을 줄이기 위해 2차측 L 필터가 필요합니다. 4. 큰 스위칭 전류 및 전압은 방사 EMI의 원인이 될 수 있으므로 이러한 전류 및 전압을 전송하는 PB 패턴 길이 및 루프 영역을 최소화하십시오. RTN 22
AN-47 애플리케이션 노트 TOPwitch-JX, 특히 TOP269 TOP271을 사용하는 고전력 설계의 경우, 드레인과 소스 단자 사이에 배치된 소형 R(또는 R) 네트워크의 PB 기판에 전력을 공급하는 것이 좋습니다 (그림29). 이렇게 하면 해당 파워 서플라이가 작동하면서 발생하는 스위칭 노이즈가 줄어 들고, 방사 EMI도 감소됩니다. 22W~150W의 저항과 10pF~33pF의 1k 정격 세라믹 커패시터가 대부분의 애플리케이션에 적합합니다. 다이오드를 추가하면 스너버의 전력 손실이 최대 2까지 줄어듭니다. 빠른 디자인 확인 목록 어떤 파워 서플라이와 마찬가지로 TOPwitch-JX 설계 시 가장 악조건에서 부품 사양을 벗어나지 않는지를 확인해야 합니다. 다음에 있는 최소한의 항목은 반드시 실시할 것을 권장합니다. 1. 최대 드레인 전압 최대 입력 전압 및 최대 과부하 출력 전압 시 피크 가 680를 초과하지 않는지 확인합니다. 파워 서플라이가 오토 리스타트(레귤레이션을 벗어났을 때)로 진입하기 직전에 출력이 과부하 상태가 되고 이때가 최대 과부하 출력 상태입니다. 2. 최대 드레인 전류 최대 동작 온도, 최대 입력 전압 및 최대 출력 부하 상태에서 스타트 업할 때의 드레인 전류 파형이 트랜스포머 포화될 징후가 있는지, 과도한 리딩 엣지 전류 스파이크의 징후가 보이는지 확인합니다. TOPwitch-JX는 최소 리딩 엣지 블랭킹 시간이 180ns이므로 온 사이클 (ON-cycle)의 조기 종료되지 않도록 합니다. 180ns 최소 블랭킹 시간이 끝나는 지점에서 드레인 전류 파형의 리딩 엣지 전류 스파이크가 전류 제한 엔벨로프 허용치 미만인지 확인합니다. 3. 온도 확인 최대 출력 전력, 최소 입력 전압과 최대 주위 온도 상태에서 TOPwitch-JX, 트랜스포머, 출력 다이오드 및 출력 커패시터의 온도가 지정된 온도 스펙 이하인지 확인합니다. 데이터 시트에 규정되어 있듯이 TOPwitch-JX 의 R (ON) 이 제품마다 오차가 있기 때문에 온도 마진이 충분히 확보되어야 합니다. 패키지의 최대 OURE 핀 온도 또는 E 패키지의 탭 온도로는 110 가 적합합니다. 설계 마진은 외부 저항을 연결함으로써 확인할 수 있습니다. 이 외부 저항은 RAIN핀과 직렬로 연결되어 있고 동일한 히트싱크에 연결되어 있어야 합니다. 그리고 저항의 값은 테스트에서 측정된 R (ON) 와 최악의 조건인 최대 사양과의 차이와 같은 값으로 합니다. 23
애플리케이션 노트 AN-47 부록 A 애플리케이션 예 낮은 무부하 소비 전력, 고효율, 65W, 유니버셜 입력 어댑터용 파워 서플라이 그림 31에 표시된 회로는 밀폐형 어댑터 형태로 작동하도록 설계된 90A ~ 265A 입력, 19, 3.42A 출력의 파워 서플라이입니다. 이 설계는 최대 부하시 높은 효율성, 최상의 평균 효율성(25%, 50%, 75%, 100% 부하점의 평균) 및 무부하시 매우 낮은 소비 전력을 목표로 설계되었습니다. 추가적으로 래칭 출력 과전압 셧다운 기능과 안전 기관 LP(제한 전원) 제한값 준수도 포함됩니다. 측정된 효율과 무부하시의 성능은 회로도에 표시된 표에 요약되어 있습니다. 이러한 성능으로 전류 에너지 효율성 요구 사항을 용이하게 만족시킵니다. 상기 설계 목표를 달성하기 위해 다음과 같은 주요 설계 사항이 요구니다. PI 부품 선택 전력 공급의 높은 효율성을 위해 필요한 용량보다 큰 디바이 스 선택 TOPwitch-JX의 전류제한 프로그래밍 기능을 통해 필요한 것보다 큰 디바이스를 선택할 수 있습니다. 이를 통해 과부하 전력과 트랜스포머 등의 부품은 기존에 사용했던 작은 사이즈를 유지하면서도 MOFET의 전도성 손실(I RM 2 R (ON) )을 줄여 최대 부하 및 저전압시의 효율성을 더 높일 수 있습니다. 이 설계를 위해 전력표에서 권장한 것처럼 전력 공급에 필요한 것보다 한 그레이드 큰 디바이스가 선택되었습니다. 이러한 선택은 일반적으로 최고의 효율성을 제공합니다. 디바이스 크기를 더 늘려도 효율은 동일하거나 더 떨어집니다. 이는 MOFET이 커질수록 이와 관련된 스위칭 손실도 커지기 때문입니다. 입력 센싱 저항 값 입력 센싱 저항을 4MΩ에서 10.2MΩ으로 늘려 무부하시 입력 전력 손실을 16mW로 감소 입력 센싱은 저항 R3 및 R4으로부터 제공받으며 입력 저전압 및 과전압 기준값을 설정합니다. 이러한 저항을 합한 값이 표준 4MΩ 에서 10.2MΩ으로 증가되었습니다. 이로 인해 저항 손실이 감소하므로 무부하 입력 전력이 ~26mW부터 ~10mW까지 감소됩니다. 그 결과로 인한 U(턴온) 기준값의 변화를 보상하기 위해 ONTROL 핀과 OLTAGE-MONITOR 핀 사이에 저항 R20이 추가되었습니다. 이를 통해서 ~16µA의 전류가 핀에 추가되고 9µA만 R3 및 R4를 통해 공급하면 95시 핀 U(턴온) 임계 전류 25µA에 도달하도록 설정됩니다. 결과 O 기준값이 ~450에서 ~980까지 상승할 때 이 기술은 입력 O 기능을 효과적으로 제한합니다. 그러나 이 설계에서는 피크 드레인 전압이 U1의 정격 B 에 도달하지 않아도 입력 커패시턴스(2)의 값이 2 k가 넘는 디퍼렌셜 라인 서지를 충분히 견딜 수 있으므로 별다른 영향이 없습니다. L N L3 12 mh L4 200 µh F1 4 A 90-265 A Input oltage (A) 90 115 230 Full Power Efficiency (%) 86.6 88.4 89.1 Average Efficiency (%) 89.8 89.5 No-load Input Power (mw) 57.7 R1 R2 2.2 MΩ 2.2 MΩ 1 330 nf 275 A 1 GBU8J 600 2 120 µf 400 59.7 86.7 R3 5.1 MΩ R4 5.1 MΩ R9 11 kω 1% R7 10 MΩ R8 10 MΩ R2 MAJ250A 5 2.2 nf 1 k R24 2.2 Ω R5 100 kω TOPwitch-JX U1 TOP269EG 4 1000 pf 630 R6 150 Ω 2 R1K 3 3 BA19W 9 220 nf R20 25 191 kω 1% ONTROL X F 1 11 1 nf 250 A Q1 MMBT4403 T1 RM10 FL1 6 100 nf 50 FL2 5 4 BA21W- 4 7-F R14 20 Ω R12 4.7 kω R25 20 Ω 1/8 W R13 6.8 Ω 1/8 W 7 47 µf 16 12 1 nf 100 15 470 pf 50 R1 ZMM5244B-7 R15 33 Ω 5 30100 10 56 µf 35 R10 100 Ω U3B P2501-1-H-A Q2 MMBT3904 13 14 470 µf 470 µf 25 25 R16 20 kω U3A P2501-1-H-A 22 100 nf 50 16 22 nf 50 R22 1.6 kω 19 6.8 nf 50 R17 147 kω 1% R27 10 kω R19 20 kω U2 LM431AIMF 1% 21 10 nf 50 R18 10 kω 1% 19, 3.42 A RTN PI-5842-030810 그림 31. 무부하시 전력 소비가 낮은 고효율 19, 65W, 유니버셜 입력 플라이백 파워 서플라이의 회로도 24
AN-47 애플리케이션 노트 클램프 구성 RZ와 R 비교 더 높은 저부하 효율성 및 더 낮은 무부하 소비 전력을 제공하 기 위해 R 클램프 대신 RZ(제너 블리드) 선택 클램프 네트워크는 R2, 4, R5, R6, 2로 구성됩니다. 이 네트워크는 누설 인덕턴스로 인해 발생하는 피크 드레인 전압 스파이크를 TOPwitch-JX 내부 MOFET의 정격 B 아래로 제한합니다. 저부하 효율 및 무부하 입력 전력을 향상시키기 위해 표준 R 클램프가 아닌 이 배열을 선택했습니다. 표준 R 클램프에서 4는 저항과 직렬로 연결된 제너가 아니라 병렬로 연결된 저항에 의해 방전됩니다. R 클램프에서는 저항 값이 선택되어 최대부하 및 과부하 상태의 피크 드레인 전압을 제한합니다. 그러나 저부하 또는 무부하 상태에서는 누설 인덕턴스 에너지와 스위칭 주파수가 모두 한층 더 낮으므로 이 저항 값은 커패시터 전압을 방전시킵니다. 커패시터는 각 스위칭 사이클에서 반파 출력 전압보다 높게 재충전해야 하므로 더 낮은 커패시터 전압은 낭비되는 에너지를 나타냅니다. 이것은 마치 파워 서플라이의 출력에 연결된 것처럼 클램프 손실을 큰 부하로 보이게 만드는 효과가 있습니다. RZ 배열은 커패시터 전체 전압이 최소값(R2의 정격 전압으로 정의된 값) 아래로 방전되지 않도록 방지하여 저부하 및 무부하 상태에서 클램프 손실을 최소화하는 방법으로 이 문제를 해결합니다. 저항 R6 및 R28은 EMI를 줄이기 위해 고주파수 링잉의 댐핑을 제공합니다. R2와 직렬로 연결된 저항을 이용하여 피크 전류를 제한하면 M 버전을 사용할 수 있도록 T 유형을 선택했더라도 T 유형보다 표준 전력 제너를 사용하여 비용을 절감할 수 있습니다. 역 회복 시간이 500ns로 더 길기 때문에 일반적인 정격 600가 아닌 800를 사용하도록 다이오드 2가 선택되었습니다. 따라서 다이오드의 역 회복 시간 동안 클램프 에너지 중 일부를 복구할 수 있으므로 효율성이 향상됩니다. M 부품이 사용되었으므로 손실을 분산시킬 수 있도록 여러 개의 저항을 병렬로 사용하였습니다. 피드백 구성 달링턴 접속 - 옵토커플러 트랜지스터와 함께 구성되어 2차측 피드백 전류를 줄이므로 무부하시 입력 전력도 줄어듭니다. 저전압, 저전류 전압 레퍼런스 I - 2차측에 사용되어 2차측 피드백 전류를 줄이므로 무부하시 입력 전력도 줄어듭니다. 바이어스 권선 전압 - ~9로 조정되면 무부하, 고입력 전압에 서 바이어스 권선 전압이 무부하 입력 전력을 줄입니다. 일반적으로 고입력 전압에서 ONTROL 핀으로 유입되는 피드백 전류는 ~3mA입니다. 이 전류는 바이어스 권선(10을 통과하는 전압)에서 공급되기도 하고 출력에서 직접 공급되기도 합니다. 이러한 두 전력 소스는 모두 파워 서플라이 출력의 부하를 나타냅니다. 무부하 상태의 바이어스 권선에서 손실을 최소화하기 위해 10 전체에 최소 전압인 ~9를 공급하도록 바이어스 권선의 권회 수와 10의 값을 조정했습니다. 이 값은 옵토커플러를 바이어스 상태로 유지하는 데 필요한 최소값입니다. 2차측 피드백 회로의 손실을 최소화하기 위해 Q2를 추가하여 U3B와의 달링턴 형태를 구성했습니다. 이를 통해 2차측의 피드백 전류가 ~1mA로 줄었습니다. 트랜지스터의 h FE 로 인해 증가된 루프 게인은 R16 값을 늘리고 R25 값을 추가하여 보정했습니다. 표준 2.5 TL431 전압 레퍼런스는 1.24 LM431로 교체되어 공급 전류 요구 사항이 1mA에서 100µA로 줄어 들었습니다. 출력 정류기 선택 출력 정류기에 대해 더 높은 정격 전류, 낮은 F 의 쇼트키 정 류 다이오드 선택 5는 5A에서 F 값이 0.455인 듀얼 15A, 100 쇼트키 정류 다이오드가 선택되었습니다. 이는 저항성 순방향 전압 손실을 줄여 최대 부하의 효율성과 평균 효율을 모두 향상시키는 데에 필요한 것보다 더 높은 정격 전류입니다. 100 쇼트키는 트랜스포머 1차와 2차 간의 높은 권선비( OR = 110) 때문에 사용할 수 있었습니다. 그리고 이 권선비는 TOPwitch-JX 내부 MOFET의 높은 정격 전압으로 인해 가능했습니다. 증가된 출력 과전압 셧다운 감도 출력 과전압 셧다운 감도를 향상시키기 위해 트랜지스터 Q1 및 R1 추가 오픈 루프 조건에서는 출력이 상승하고 그에 따라 바이어스 권선 전압도 상승합니다. 이 전압이 R1의 전압과 BE 전압 강하를 더한 값을 초과하면 Q1이 켜지고 핀으로 전류가 공급됩니다. Q1을 추가시켜 출력 전압 오버슈트가 상대적으로 감소하여 저입력 상태에서 최대 부하로 동작하는 동안에도 핀으로 흐르는 전류가 래칭 셧다운 기준값을 초과하도록 보장합니다. X핀과 R7, R8 및 R9의 전류제한 프로그래밍 기능을 통해 출력 과부하 전력 제한이 제공됩니다. 저항 R8 및 R9는 대체로 일정한 과부하 전력 특성을 제공하기 위해 입력 전압을 상승시키는 기능인 디바이스 전류제한을 LP(제한 전원) 요구 사항인 100A 아래로 줄입니다. 단일 고장 조건(예: R8의 오픈 시)에서도 이 요구 사항을 충족하기 위해 과부하 상태에서 발생하는 바이어스 전압의 상승도 래칭 셧다운을 트리거하는 데 사용됩니다. 매우 낮은 무부하 소비 전력, 고효율, 30W, 유니버셜 입력, 오픈 프레임, 파워 서플라이 아래의 그림 32에 표시된 회로는 85A ~ 265A 입력, 12, 2.5A 출력 파워 서플라이를 나타냅니다. 이 설계는 최대 부하시 높은 효율성, 최상의 평균 효율성(25%, 50%, 75%, 100% 부하점의 평균) 및 무부하시 매우 낮은 소비 전력을 목표로 설계되었습니다. 추가적으로 래칭 출력 과전압 셧다운 및 안전 기관 LP(제한 전원) 제한값 준수도 포함됩니다. 측정된 효율 및 무부하시의 성능은 회로도에 표시된 표에 요약되어 있습니다. 이 성능은 전류 에너지 효율 요구 사항을 용이하게 만족시킵니다. 상기 설계 목표를 달성하기 위해 다음과 같은 주요 설계 사항이 요구됩니다. PI 부품 선택 주위 온도가 40 이면 전력표에 지시된 것보다 한 단계 작은 디바이스를 사용 가능 이 디바이스는 전력표 ( 표 1) 의 85-265A, 오픈 프레임, PB 히트싱크에 따라 선택했습니다. 주위 온도가 40 ( 전력표에는 50 로 가정 ) 이고 디바이스 히트싱크를 위해 최적의 PB 면적 및 레이아웃 때문에 한 단계 작은 디바이스를 선택했습니다 (TOP266 와 TOP267 비교 ). 써멀 및 효율성 데이터로 성능을 확인할 수 있습니다. 풀 부하, 40, 85A, 47Hz( 최악 조건 ) 에서 디바이스의 최대 온도는 107 이고 평균 효율은 ENERGY TAR 및 EuP Tier2 에서 요구하는 83% 를 만족시킵니다. 25