TECHNICAL REPORT EE NCV8871을 이용한 Sepic 회로 설계 최근에는 자동차 시스템에서 점점 더 많은 전자 장치들이 사용되고 있는데, 이것은 파워서플라이에 더 많은 요구사항, 예를 들면 더 높은 출력 전류나 다양한 출력 전압 등이 요구된다는 것을 의미한다. 자동차 시스템 에서 가장 인기있는 파워 서플라이는 선형 레귤레이터와 스텝다운 스위칭 레귤레이터(벅), 스텝업 스위칭 레 귤레이터(부스트)이다. Zhen LiON 온세미컨덕터 자동차의 배터리 전압은 보통 9V에 텝업/스텝다운 파워 서플라이가 필요 에 의해 충전되고, 인덕터 L2는 커패시 서 18V까지, 또는 심지어 6V 이하에 하다. 자동차 시스템에서 가장 인기있 터 C1에 의해 충전되며 출력 커패시터 이르기까지 넓은 범위를 지닌다. 일부 는 스텝 업/스텝 다운 회로는 Sepic CO에 의해 부하 전류가 공급된다. S1이 애플리케이션에서는 모든 배터리 전압 (Single Ended Primary Inductor ON 상태일 때 L1의 전압은 V IN과 같 범위에서 연속 12V가 필요하며 스타트 Converter)이다. Sepic은 그림 1과 같 고, 전압 L2는 전압 C1과 같다. 스톱 기능을 위해서도 파워 서플라이 이 공통 파워 스위치를 가진 부스트 및 가 5V 출력을 일정하게 유지할 필요가 벅 부스트로 구성되어 있다. 있다. S1이 OFF 상태일 때 인덕터 L1과 인 덕터 L2는 방전되며 L1 전류가 C1, CO 를 충전시켜 부하 전류를 공급한다. L2 이러한 애플리케이션에서는 선형 레 Sepic의 동작 전류는 C O를 충전시키며 부하 전류를 귤레이터, 벅(buck) 회로 및 부스트 (boost) 회로가 사용될 수 없으며, 스 공급한다. S1이 OFF 상태일 때 L1 전 S1이 ON 상태이면 인덕터 L1이 VIN VIN 압은 VIN VC1VO와 같고, L2 전압은 VIN 벅부스트 부스트 VO VIN SEPIC 그림 1. Sepic의 구조 전자기술 2013 04 59
NCV8871 을이용한 Sepic 회로설계 VO 와같다. 그림 4 는인덕터전류및전압파형 을나타낸것이다. 전압 시간평형원리에따르면다음 과같은값들을얻을수있다. 1 인덕터 L1 의경우 V L1 I C1 C1 V D1 D1 L1 V C1 I D1 V IN C IN V S1 S1 I S1 V L2 L2 C O R O V O 그림 2. S1 이 ON 상태일때 sepic 의동작 V L1 I C1 C1 V D1 D1 L1 V C1 I D1 V IN C IN V S1 S1 I S1 V L2 L2 C O R O V O 그림 3. S1 이 OFF 상태일때 sepic 의동작 Control Signal of S1 V IN V L1 V IN V C1 V O V L2 V C1 V O I IN I O 그림 4. 인덕터의전압및전류파형 60
여기서 V F 는다이오드 D1 의순방향 또한, 그림 4 에서다음과같은식을 (1) 2 인덕터 L2의경우 (2) 여기서 D는듀티사이클이다 (0 < D 전압이고 VIN_MIN은최소입력전압이다. 2. 최대입력전류계산 (6) 여기서 η는 V IN_MIN에서구한효율 얻을수있다. L1의최대 DC 전류는 IIN_MAX 이다. L1의순간최대전류는다음과같다. (10) L2의최대 DC 전류는 IO이다. L2의 EE < 1). 식 (1) 과식 (2) 를합치면다음과 이다. 순간최대전류는다음과같다. 같다. (3) 3. 인덕터전류의리플계산일반적으로인덕터전류의리플은 (11) (4) 최대입력전류의 20~40% 이다. 그비 5. C1 의커패시턴스계산 식 (3) 에의하면 V O 는 VIN 보다높거 율이 r 로되도록설정한다. 일반적으로 C1 은세라믹커패시터 나낮을수있는데, 이것은스텝업이 (7) 이다. 나스텝다운모두 Sepic 에사용할수 그림 6 은 C1 의전류및전압파형을 있다는것을의미한다. 4. 인덕터의인덕턴스계산 나타낸것이다. C6 에의하면 IO 는다음 그림 1 에는별도로두개의인덕터가 개별인덕터에대해그림 4 를따라 과같다. 있다. 그리고그림 5 와같이 Sepic 에서 계산한다. 는결합인덕터도괜찮다. 결합인덕터 의인덕턴스는개별인덕터의절반이될수있으며, 결합인덕터를갖고있 (8) 최소입력전압에서 C1은식 (12) 와같다. 는 Sepic의경우, 공간을덜차지하면서도더높은효율을갖게된다. 여기서, fs는동작주파수이다. 결합인덕터에서식 (9) 와같다. (12) Sepic 의회로설계 (9) ΔVC1은 C1의전압리플이며일반적으로최대입력전압의 5% 이다. 최악의 Sepic 입력전압은최소입력전압이다. 그러므로최소입력전압에 L 1:1 서설계를시작한다. 1. 최대듀티사이클계산여기서는효율을고려하지않는다. 회로가 CCM(Current Continues Mode) 에서동작한다고가정했을때 V IN C IN S1 C1 D1 C O V O R O 최대듀티사이클은다음과같다. (5) 그림 5. Sepic 회로와결합인덕터 전자기술 2013 04 61
NCV8871 을이용한 Sepic 회로설계 6. 출력커패시터의선택그림 7은출력커패시터의전압및전류파형을나타낸것이다. 출력전압리플은두부분으로구성되어있는데, 한부분은출력커패시터의 ESR에의해발생되고다른부분은출력커패시터의커패시턴스에의해발생된다. 그 림 7에의하면다음과같다. 1 커패시턴스에의한출력전압리플 (13) 2 ESR에의한출력전압리플 (14) 3 총출력전압리플계산을간단하게하기위해총출력전압리플을다음과같이생각할수있다. (15) 4 CO 전류의 RMS 값전류리플은고려하지않는다. Control signal of S1 (16) I C1 V C1_AC I IN I O 7. MOSFET의선택그림 8은 S1의전압및전류파형을나타낸것이다. S1의최대전압은 VIN_MAXVO 이고, S1의순간최대전류는 I IN_MAXIOΔI이다. 전류리플을무시했을때 VIN_MIN에서 S1의 RMS는식 (17) 과같다. 그림 6. C1 의전류및전압파형 S1 의전도손실은다음과같다. (17) Control signal of S1 I O I IN (18) 여기서, RDSON은드레인 소스의저항 (On Resistance) 이다. 또한 S1의스위칭손실은식 (19) 와같다. I C0 I O V Co_Cap_AC Vco _ESR_AC (19) 여기서 ton은 S1 턴온타임, toff는 S1 턴오프타임인데이것은 S1의 Q GD로구할수있다 (QGD는게이트드레인전하이다 ). 그림 7. CO 의전압및전류파형 (20) 62
(21) 여기서 ISRC는드라이버의소싱전류 (Sourcing Current), ISINK는드라이버의싱킹전류 (Sinking Current) 이다. : 800mA, 드라이버의싱킹전류 : 600mA, 게이트구동전압 : 10.5V 의파라미터들을가진 NCV887100 사용 1. 최대듀티사이클계산 VIN_MIN의효율은 85% 라고평가된다. 3. 인덕터전류의리플계산 (25) 전류리플을최대입력전류의 30% 로설정한다. EE 8. 다이오드의선택 그림 9는다이오드 D1의전압및전류파형을나타낸것이다. 순간최대 (23) 4. 인덕터의인덕턴스계산결합인덕터를사용하면식 (26) 과 전류는 IINIOΔI 이며최대평균전 여기서다이오드의순방향전압은 같이된다. 류는 IO, 최대역방향전류는 VIN_MAX 0.5V 가되어야한다. V O 이다. 다이오드의전력손실은식 (22) 와같다. 2. 최대입력전류계산 (22) (26) NCV8871 을기반으로한설계사례 (24) 인덕터의순간최대전류는식 (27) NCV8871 은외부 N 채널 MOSFET Control signal of S1 을구동시키며조정가능한출력비동 기식부스트컨트롤러이다. 이소자는 내부기울기보정기능과함께순간최 대전류모드컨트롤을이용한다. V S1 V IN V O 또한 NCV8871 은 3.2V~40V 의넓 I IN I O 은입력범위와 45V 부하덤프 (Load I S1 Dump) 에서동작한다. 주파수, 전류제한트립전압 (Trip Current), 기울기 그림 8. S1 의전압및전류파형 보상및일부다른파라미터들은고객의필요조건에따라공장에서프로그 Control signal of S1 램될수있는데, 이칩은부스트나 Sepic 혹은플라이백을위해구성되기 도한다. 이설계예는다음과같다. V IN V O 입력전압범위 : 8~18V V D1 출력전압 : 12V 출력전류 : 2A I IN I O 주파수 : 170kHz, 전류제한트립 I D1 전압 : 400mV, 드라이버소싱전류 그림 9. D1 의전압및전류파형 전자기술 2013 04 63
NCV8871 을이용한 Sepic 회로설계 과같다. 5. C1 의커패시턴스계산 전압리플이 200mV 라고하자. (27) 인덕턴스가 9.8μH보다높고각권선의최대 DC 전류가 3.5A보다높으며각권선의포화전류가 4.05A보다높은결합인덕터를선택하자. wurth 744873100을예로들면, 인덕턴스는 10μH이고각권선의최대 DC 전류는 3.81A, 각권선의포화전류는 7.2A, DCR(Direct Current Resistance) 은 36mΩ이다. (28) C1에서두개의병렬 4.7μF세라믹커패시터를사용한다. 그리고부하덤프를고려하여정격전압은 50V로한다. 6. 출력커패시터의선택세라믹커패시터를사용한다. ESR 에의한리플은고려하지않고, 출력 (29) CO에서두개의병렬 22μF세라믹커패시터를사용한다. 정격전압은 25V 이다. 7. MOSFET의선택부하덤프를고려할때 S1의최대전압은 52V이며, S1의최대순간전류는 6.6A이다. MOSFET 을선택하자. 그림 10. NCV887100 을기반으로한 12.2A Sepic 회로도 64
Onsemi, NVTFS5826NL, 최대드 (30) 과같다. MOS 의전도손실은식 (31) 과같다. 레인소스전압 60V, VGS=10V에서최대드레인소스동작저항은 24mΩ, QGD는 4nC이다. 패키지는 u8fl 이다. 여기서 MOS 전류의 RMS 값은식 (30) 표 1. 그림 10 에나온설계도의 BoM 리스트 (31) MOS의턴온 / 턴오프시간을구하면다음과같다. EE REFDES Description Package ManuFactory PN L1 Coupled inductor, 10μH, I DC : 3.81A,I SAT : 7.2A, DCR=36mΩ SMD Wurth 744873100 M1 MOSFET, 60V, 20A. 24mΩ@10Vgs, Q GD =4nC u8fl Onsemi NVTFS5826NL D1 Schottky diode, 3A, 60V DPAK Onsemi MBRD360 U1 Boost controller SO8 Onsemi NCV887100 C INa Electrolytic capacitor, 100 μf, 50V C INb Ceramic capacitor, 10 μf, 50V 1210 C1a, C1b Ceramic capacitor, 4.7 μf, 50V 1210 C Oa,C Ob Ceramic capacitor, 22 μf, 25V 1210 C OC Electrolytic capacitor, 100 μf, 25V C7 Ceramic capacitor, 1μF, 16V 0603 C8 Ceramic capacitor, 1μF, 50V 0805 C9 Not stuff 0603 C10 Ceramic capacitor, 100nF, 16V 0603 RS1, RS2, RS3 Current sense resistor, 120mΩ, 1W 2512 R1 Resistor, 1%, 90k 0603 R2, R4, R6 Resistor, 1%, 10k 0603 R3 Resistor, 5%, 0 0603 R5 Resistor, 1%, 3k 0603 Test Condition : V IN =8V, V O =12V, I O =1A Test Condition : V IN =8V, V O =12V, I O =1A 그림 11. 그림 10 의설계도를기반으로한 Sepic 회로의파형 전자기술 2013 04 65
NCV8871을 이용한 Sepic 회로 설계 (32) 케이션에 사용해도 된다. 전류 모드 컨트롤과 전류 제한을 만들 기 위해 감지된다. 전류 제한 문턱 전 8. 다이오드의 선택 압은 고객의 요구에 따라 공장에서 설 다이오드의 순간 최대 전류는 6.6A (33) MOS의 스위칭 손실은 다음과 같다. 정될 수 있다. 이고 다이오드의 평균 전류는 2A, 다 NCV887100의 전류 제한 문턱 전압 이오드의 최대 역전압은 52V이다(부 은 400mV이다. MOS의 순간 최대 전 하 덤프 전압 고려). 류는 6.6A이다. 일반적으로 전류 제한 여기서 다이오드를 선택하자. 값을 M O S의 순간 최대 전류보다 Onsemi, MBRD360, 최대 드레인 1.3~1.5배 더 높게 설정한다. 그러면 소스 전압 60V, 평균 순방향 정류 전류 전류 제한값은 I CL 10A가 된다. 전류 3A이며 패키지는 DPAK이다. T J 감지 저항은 식 (36)과 같다. 150, 2A 순방향 전류에서 일반적인 (34) M O S의 총 손실은 486 131 순방향 전압은 0.3V이다. 다이오드의 전력 손실은 식 (35)와 같다. (36) 감지 저항을 통과하는 전류의 최대 617mW이다. NVTFS5826NL의 접합부에서 주 (35) 변으로의 열 저항은 47 /W인데, 이 MBRD360(최소 패드 사이즈의 표 2 것은 650mm, 2 oz. Cu 패드를 이용 면실장형 권장)의 열 저항은 80, 온 하여 FR4 보드 위에 표면실장되어 있 도 상승은 0.6 80 48 이다. 그러 다. 그 값은 데이터시트에서 찾을 수 므로, TA 85 에서 다이오드의 접합 있다. 데이터시트를 참고해 보면 온도 온도는 85 48 133 인데 이는 다이 상승값은 47 0.617 29 이다. 그 오드의 최대 동작 정격보다 낮다. 따라 러므로 MOS가 TA 85 에서 동작할 서 MBRD360은 사용해도 된다. 따라서 NVTFS5826NL은 이 애플리 손실은 식 (38)과 같다. (37) 전류 감지 저항을 만들기 위해서는 9. 전류 제한 저항 설정 MOS의 순간 최대 전류는 순간 최대 격 전력을 가진 세 개의 병렬 저항을 이 용한다. News 온세미컨덕터 안테나 성능 확보를 위한 소형 박막 스마트폰용 가변 RF 부품 출시 66 (38) 120mΩ의 저항, 2512 패키지, 1W 정 때 접합 온도는 85 29 114 인데, 이는 최대 정격 접합 온도보다 작다. RMS 값은 식 (37), 감지 저항의 전력 온세미컨덕터는 최신 스마트폰 개발에 있어서 엔지니어들이 직 온세미컨덕터의 TRFC 제품 라인 부서 데이비드 랙스(David 면한 설계 요구를 충족시키는 가변 RF 부품(TRFC)의 신제품군을 Laks) 이사는 엔드유저들이 소형이고 두께가 얇으며 속도가 빠른 선보였다. 이 새로운 소자는 튜닝 범위, RF 품질 팩터(Q), 동작주파 핸드셋을 열렬히 원하고 있으므로 스마트폰 시장에서 설계에 대한 수와 최적의 결합으로 기존의 고정된 접근에 비해 우월한 솔루션을 도전도 점차 커지고 있다 며, 이들 단말기에서 안테나 크기는 점점 보여준다. 낮은 삽입 손실 수동식 가변 집적회로(PTIC)의 TCP 작아지지만 데이터 양이 급속도로 증가함에 따라 신뢰성 있는 안테 30xx 제품군과 TCC103 PTIC 컨트롤러 IC는 작아지는 안테나의 나 성능이 필수가 됐다. 온세미컨덕터의 가변 RF 부품은 통신 사업 체적과 점점 증가하는 주파수 범위에 최적화할 수 있도록 조절된 자가 3G와 4G LTE 네트워크를 확장하면서 스마트폰 하드웨어 설 다. 이 제품은 또한 헤드앤 핸드 효과 (Head And Hand Effect)를 계자들에게 요구하게 되는 다양하고 특수한 안테나 성능 요구를 만 극복하도록 해준다. 족시킬 수 있는 우월한 솔루션을 제공한다 고 밝혔다.