DBPIA-NURIMEDIA

Size: px

Start display at page:

Download "DBPIA-NURIMEDIA"

수빈 탁
8 years ago
Views:

1 D 유지전원단을 위한 넓을 영전압 스위칭 범위를 갖는 새로운 고효율 DC/DC 컨버터 77 論文 전력전자학술대회 우수추천논문 D 유지전원단을 위한 넓을 영전압 스위칭 범위를 갖는 새로운 고효율 DC/DC 컨버터 朴起範, 金正恩 *, 文建宇 ** ***, 尹明重 A New High Efficiecy DC/DC Coverter with Wide Z Rage for D ustai ower Module Ki-Bum ark, Chog-Eu Kim, Gu-Woo Moo, ad Myug-Joog You 요 약 기존의 비대칭 하프브릿지 컨버터로부터 변형된 새로운 고효율 DC/DC 컨버터를 제안한다. 제안된 컨버터는 기 존의 비대칭 하프브릿지 컨버터와 비교하여 넓은 Z영역을 가지므로 넓은 부하 범위에 걸쳐서 높은 효율을 자 랑한다. 본 논문에서는 기존의 하프브릿지 컨버터와 비교하여 제안된 컨버터의 기본동작 및 특성을 분석하였으며, D T 유지전원단 사양의 45W, dc 시험모델을 제작하여 실험결과를 통하여 제안된 컨버터의 우수 성을 입증하였다. ABTRACT A ew high efficiecy DC/DC coverter is roosed, which is derived from the covetioal asymmetric half-bridge coverter. Because the roosed coverter has better Z coditio comared with the covetioal asymmetric half-bridge coverter, it shows a high efficiecy alog the wide load rage. I this aer, the basic oeratios of the roosed coverter is aalyzed ad comared with that of the covetioal half-bridge coverter, ad the excellet erformace of the roosed coverter is verified by the exerimetal results with the 45W, dc rototye of the ower suly for D (lasma Dislay ael) ustai Driver of D T. Key word : half-bridge coverter, Z(Zero oltage witchig), D(lasma Dislay ael). 서 론 최근 D는 다른 디스플레이 소자들에 비하여, 우 수한 화질, 빠른 응답속도, 넓은 시야각 및 대화면화의 교신저자 : 학생회원, 한국과학기술원 전자전산학과 석사과정 arky@raibow.kaist.ac.kr * 정회원, 한국과학기술원 전자전산학과 박사과정 ** 정회원, 한국과학기술원 전자전산학과 부교수 *** 정회원, 한국과학기술원 전자전산학과 교수 접수일자 : 차 심사 : 심사완료 : 용이성, 박형, 무게 등의 장점을 가지므로 차세대 디스 플레이 소자로서 각광을 받고 있다. D T는 영상 을 표시하는 D패널, 영상을 처리하는 디지털 영상 보드, D패널을 구동하는 X,Y 드라이버 및 D의 구동에 필요한 모든 전원을 공급하는 D전력모듈로 구성된다. D전력모듈은 입력단에 역률 개선을 위한 승압형 컨버터가 위치하며, 승압형 컨버터의 출력으로부터 D구동에 필요한 다양한 전원들이 만들어지게 된다. 그 중에서도 D의 발광에 필요한 유지전원이 전체 D전력모듈 출력의 70%이상의 전력을 공급하므로,

제안된 컨버터는 기 존의 비대칭 하프브릿지 컨버터와 비교하여 넓은 Z영역을 가지므로 넓은 부하 범위에 걸쳐서 높은 효율을 자 랑한다.

2 78 電力電子學會論文誌第 0 卷第號 005 年 4 月 D의 효율개선 및 슬림화를 위해서는 유지전원에 대 한 최적화된 회로 기술이 필요하다. 표 D 유지전원단 사양 Table ecificatio of D sustai ower module 입력 전압 : s 출력 전압 : 출력 전류 : I.5A 정격 전력 : 45W 현재까지 유지전원 공급 장치로써 그림에 나타낸 비대칭 하프브릿지 컨버터가 주로 사용되어왔다. 이 회로는 중급용량 전력에 적당하며, 부가적인 회로 없 이 변압기의 기생 인덕턴스를 이용하여 차측 스위치 의 영전압 스위칭을 이룰 수 있는 장점을 가지고 있으 나 다음과 같은 단점도 가지고 있다 [,]. ) 비선형적인 입출력 관계식과 좁은 시비율 범위 ) 양 스위치 영전압 스위칭 조건의 불균형 3) 차측 다이오드의 전압 스트레스의 불균형 4) 차측 다이오드의 전류(commutatio) 시, 전력 전 달이 없는 환류전류 5) 시비율에 따른 자화전류의 크기 변화 이러한 기존의 비대칭 하프브릿지 컨버터가 가지는 단점을 보완하기 위하여 넓은 영전압 스위칭 범위를 가지는 새로운 DC/DC 컨버터를 제안한다. 본 론. 제안된 컨버터의 회로 제시 제안된 컨버터는 그림 에 나타낸 바와 같이 기존의 하프브릿지 컨버터의 차측 정류다이오드 개를 캐패 시터로 대체함으로서 얻어진다. 는 입력전압이고, 입력측은 블록킹(blockig) 캐패 시터 C B, 스위치 Q, Q 로 이루어진다. 출력측은 정류 캐패시터 C, C, 정류다이오드 D, D, 출력인덕터 L, 출력캐패시터 C 로 이루어진다. 입력측과 출력측은 L m, L lkg, 이상적인 변압기로 구성되어지는 변압기에 의해 연결되며, R 는 출력저항이다.. 동작 모드 해석 제안된 컨버터의 동작 모드 해석과 특성 분석을 위 해서 다음과 같이 가정한다. ) 제안된 컨버터는 정상상태에서 동작한다. ) 모든 소자는 이상적이며 변압기의 누설인덕터를 제외한 나머지 기생성분은 무시한다. 3) L m 과 L 의 인덕턴스는 무한히 커서, I Lm 과 I 는 정 전류로 가정한다. 4) 다이오드의 접합(juctio)캐패시턴스는 아주 작다. 5) C B, C, C, C 의 캐패시턴스는 충분히 커서 B, C, C, 를 정전압원으로 가정한다. 제안된 컨버터의 동작은 5개의 모드로 나누어지며, 모드별 전류 도통 경로를 그림 3, 주요 동작 파형을 그림 4에 나타내었다. t 0 이전에는 I ri 는 선형적으로 증가하고 있으며, 이와 맞추어 I D, 는 감소하고 있다. 출력 인덕터로는 정전류 I Lo가 흐르고 있으므로, 감소한 I D,만큼 출력 인덕터로 전류를 공급하기 위한 C, 로부터의 방전 전류는 증가 하고 있다. 그림 기존의 비대칭 하프브릿지 컨버터 Fig. Covetioal asymmetric half-bridge coverter 모드 M ( t 0 ~t ) I D, 이 감소하여 0A가 되어, D, D 가 꺼지면 모드 M이 시작되고, 출력 인덕터로 C, C 에 의해서만 전 류를 공급한다. ri 에는 - B 의 전압이 걸리며 차 측 출력 LC filter의 입력전압 f 에는 식()과 같은 전 압이 걸린다. = ( ) + ( + D) f B C, () 그림 제안된 컨버터 Fig. roosed coverter 모드 M ( t ~t ) Q 이 꺼지면 모드 M가 시작된다. Q 의 영전압 스

) 비선형적인 입출력 관계식과 좁은 시비율 범위 ) 양 스위치 영전압 스위칭 조건의 불균형 3) 차측 다이오드의 전압 스트레스의 불균형 4) 차측 다이오드의 전류(commutatio) 시, 전력 전 달이 없는 환류전류 5) 시비율에 따른 자화전류의 크기 변화 이러한 기존의 비대칭 하프브릿지 컨버터가 가지는 단점을 보완하기 위하여 넓은 영전압 스위칭 범위를

3 D 유지전원단을 위한 넓을 영전압 스위칭 범위를 갖는 새로운 고효율 DC/DC 컨버터 79 (a) 모드 M 이 걸리면 모드 M3이 시작되며. D, D 가 도통이 되 고, I D, I D 는 증가한다. C, C 는 모드 M에서 DT 동 안 출력인덕터 전류를 공급하면서 방전하였으므로, 방 전된 양만큼의 전하를 다시 충전시키기 위해 D, D 는 출력 인덕터의 전류를 공급함과 동시에 C, C 로 충전 되는 전류를 공급하게 된다. 이 때 C, C 는 C B 및 L lkg와 공진을 하면서 C B로부터 전류를 공급받게 된다. f 에는 다음의 식 (3)과 같은 전압이 걸린다. = D f C, (3) (b) 모드 M (c) 모드 M3 (d) 모드 M4 (e) 모드 M5 그림 3 동작 모드 Fig. 3 eratio mode 위칭 초기전류, I ri (t )은 아래의 식 ()와 같으며, Q 의 영전압 스위칭은 출력 전류에 의해서 이루어진다. 그림 4 주요 동작 파형 Fig. 4 Key waveform I ( t ) = I ri 모드 M3 ( t ~t 3 ) Q 의 영전압 스위칭이 끝나고, ri 에 - C, 의 전압 () 모드 M4 ( t 3 ~t 4 ) Q 가 꺼지면 모드 M4가 시작되며, I ri 는 C oss 를 충 전시키면서 C oss을 방전시킨다. 이 때 sec는 D, D 가 켜져 있는 동안에는 C, C 에 의해 - C, 의 전압으로 유지되므로 D, D 가 꺼질 때까지 sec 은 - C, 로 일 정하게 유지된다. 따라서 ri는 - C,로 일정하게 유

f 에는 다음의 식 (3)과 같은 전압이 걸린다. = D f C, (3) (b) 모드 M (c) 모드 M3 (d) 모드 M4 (e) 모드 M5 그림 3 동작 모드 Fig. 3 eratio mode 위칭 초기전류, I ri (t )은 아래의 식 ()와 같으며, Q 의 영전압 스위칭은 출력 전류에 의해서 이루어진다.

4 80 電力電子學會論文誌第 0 卷第號 005 年 4 月 지되면서 L lkg와 C oss의 공진으로 I ri가 감소한다. I ri의 에너지가 충분하다면 I ri 가 0A가되기 전에 ds 를 까지 충전시키고 ds 은 0로 방전시켜 영전압 스위칭 이 가능하게 된다. 모드 M5 ( t 4 ~t 0 ') ds가 로 충전되고 ds이 0으로 방전되면 모드 M5가 시작한다. L lkg와 C oss 의 공진이 끝나고 lkg 는 + C, - B 의 값으로 고정되어 I ri 는 선형적으로 증 가하며. I ri의 증가와 함께 I D,도 감소하게 되며, I D, 가 0A가 되면 모드 M이 다시 시작된다. = D( ) C k 식 (9)를 (8)에 대입하면 는 다음과 같다. = D ( k ) (9) (0). 3 제안된 컨버터의 분석 그림 에 나타낸 기존의 컨버터와 제안된 컨버터의 비교분석을 위해 기존의 컨버터의 변압기의 턴비는 c, 제안된 컨버터의 턴비는 로 나타낸다.. 3. 입출력 전압 변환비 해석을 위해 모드 M3에서 변압기의 누설 인턱터에 걸리는 전압을 k 라고 한다. Lm의 전압*시간평형조건(voltage*secod balace)에 의해 다음의 식을 구할 수 있으며, D ( ) = ( D ) B C (4) 모드 M3에서 C 는 다음과 같다. = C ( B k ) 식 (4), (5)로부터 B 는 다음과 같이 구해진다. = D + ( D) B k (6) L 의 전압*시간 평형조건으로부터 다음의 식을 얻 을 수 있으며, D + ( ) ( D)( ) C B = C (7) 식 (4), (7)로부터 다음의 식을 구할 수 있다. C (5) = (8) 식 (6)을 (5)에 대입하면 다음과 같다. 그림 5 근사된 변압기의 차측 전류 Fig. 5 Aroximated rimary curret of trasformer 해석을 위하여 모드 M, M4, M5의 전류구간을 무 시한 간략화 된 그림 5에서 C B의 전류*시간 평현조건 을 이용해서 I ri 의 최고값을 구할 수 있으며, 이것으로 부터 다음의 식 ()을 구할 수 있다. 4 k ( D) T = I L D () lkg 식 ()의 k 를 (0)에 대입하면 다음과 같이 제안 된 컨버터의 입출력 관계식이 구해진다. = + D 8DL lkg ( D) T R () ( T s =/f s f s : 스위칭 주파수 ) 여기서 R, L lkg, T 에 의한 영향이 아주 작으므로 C, C 와 입출력 전압 변환비는 다음과 같이 근사화 될 수 있다. = = D C C = D (3) (4) 반면, 기존의 하프브릿지 컨버터의 입출력 전압 변 환비는 다음과 같이 비선형적이며,

= D( ) C k 식 (9)를 (8)에 대입하면 는 다음과 같다. = D ( k ) (9) (0). 3 제안된 컨버터의 분석 그림 에 나타낸 기존의 컨버터와 제안된 컨버터의 비교분석을 위해 기존의 컨버터의 변압기의 턴비는 c, 제안된 컨버터의 턴비는 로 나타낸다.. 3. 입출력 전압 변환비 해석을 위해 모드 M3에서 변압기의 누설 인턱터에 걸리는 전압을 k 라고 한다.

5 D 유지전원단을 위한 넓을 영전압 스위칭 범위를 갖는 새로운 고효율 DC/DC 컨버터 8 = D ( D ) C (5) 시비율을 0~0.5밖에 사용하지 못하므로 좁은 시비 율로 인하여 비대칭 하프브릿지의 특성에 의한 여러 가지 단점을 유발하게 된다. 기존의 비대칭 하프브릿지 컨버터와 비교해보면 제 안된 컨버터는 대략 D/ 의 입출력 관계식을 가지게 되므로 시비율을 0~까지 선형적으로 사용할 수 있으 며, 높은 입출력 전압 변환비 때문에 제안된 컨버터의 턴비는 기존의 비대칭 하프브릿지 컨버터의 턴비의 약 배가 되므로 차측 전류가 감소하여 효율면에서 유리 해진다. C (6). 3. 영전압 스위칭 조건 기존의 비대칭 하프브릿지 컨버터 Q, Q 의 영전압 스위칭 조건은 시비율에 따라 그림 6에서와 같이 차 측 전류의 다른 초기전류와 서로 다른 스위치의 전압 조건에 의해서 다음과 같이 나타내어진다. Q -covetioal DI C [ D ] L lkg (7) ( ) Q -covetioal ( DI ) C ( D ) L lkg (8) 따라서, 시비율을 0.5이하로 동작시킬 경우, 기존의 컨버터는 그림 6에서 나타낸 것과 같이 시비율이 작아 짐에 따라 양 스위치의 영전압 스위칭을 위한 차측 전류값의 크기가 달라지며, 공진으로 C oss를 충방전 시 켜야 하는 전압도 달라지므로 Q 의 영전압 스위칭 조 건이 Q 에 비하여 점점 불리하게 되어 Q 의 영전압 스위칭이 잘 이루어지지 않게 된다. 반면, 제안된 컨버 터는 Q 의 경우, Q 의 영전압 스위칭을 위한 차측 전 류값은 다음과 같이 기존의 컨버터에 비하여 큰 값을 가진다. + D I ( t ) = I ri 3 D (9) 따라서 Q 의 영전압 스위칭 조건은 다음과 같이 나 타낼 수 있으며 기존의 하프브릿지 컨버터의 Q 의 영 전압 스위칭 조건에 비해 더욱 유리하다. Q -roosed ( + DI ) C L lkg ( D ) (0) Q 의 경우, 제안된 컨버터의 영전압 스위칭 시의 등 가회로를 변압기와 I Lm 을 무시하고 간략화하여 그림 7 에 나타내었다. C D =C D +C D 이며, C D, C D 는 각각 D, D 의 접합캐패시턴스 값이다. 초기값으로 lkg=0, CD=, Coss =0, Coss =, I lkg =I Lo 을 가진다. 그림 7 Q의 영전압 스위칭 동작 시 등가회로 Fig. 7 Equivalet circuit of Z of Q 그림 6 기존의 컨버터와 제안된 컨버터의 변압기 차측 전류와 전압 파형의 비교 Fig. 6 Comariso of rimary curret ad voltage betwee covetioal coverter ad roosed coverter 이 등가회로는 기존의 위상천이풀브릿지 컨버터의 리딩래그(leadig leg) 영전압 스위칭 동작시의 등가회 로와 동일하며, 이 경우 Q 의 영전압 스위칭은 기존의 하프브릿지 컨버터처럼 C oss와 L lkg의 공진으로 영전압 스위칭이 이루어지는 것이 아니라, 차측 D, D 의 접 합캐패시턴스 C D, C D 의 값이 아주 작다고 가정했을 경우, 출력 전류에 의해서 이루어지게 된다. 실제 회로

영전압 스위칭 조건 기존의 비대칭 하프브릿지 컨버터 Q, Q 의 영전압 스위칭 조건은 시비율에 따라 그림 6에서와 같이 차 측 전류의 다른 초기전류와 서로 다른 스위치의 전압 조건에 의해서 다음과 같이 나타내어진다.

6 8 電力電子學會論文誌第 0 卷第號 005 年 4 月 는 출력 전류에 I Lm까지 더해져서 Q 를 영전압 스위칭 을 하므로 상당히 유리한 영전압 스위칭 조건을 가지 게 되며, 다음과 같이 Q 의 영전압 스위칭 조건을 근 사할 수 있다 다이오드의 전압, 전류 스트레스 Q -roosed I C ( L ) L I oss + M Lm () 결론적으로 제안된 컨버터는 기존의 비대칭 하프브 릿지 컨버터에 비해 Q, Q 모두 유리한 영전압 스위 칭 조건을 가지게 된다 환류에너지 그림 6에서와 같이, 기존의 비대칭 하프브릿지 컨버 터의 경우 차측의 정류 다이오드의 전류 시에차측 정류다이오드가 모두 켜지면서, ri 에 0가 걸려 L lkg 의 에너지를 차측으로 전달하지 못한다. 이로 인한 차측에서 차측으로의 전력전달이 없는 환류에너지에 의해서 유효시비율의 손실과 함께 큰 전도손실을 가지 게 된다. 그림 6에서, D=D eff+d loss, -D=D eff+d loss라고 하면, D eff, D eff 는 변압기의 차측에서 차측으로의 전력전 달이 이루어지는 유효시비율이며, 전력 전달이 없는 시비율의 손실분인 D loss, D loss는 다음과 같이 표현된 다. L I lkg D = loss ( D) T () D loss C L lkg I = DT C (3) 기존의 하프브릿지 컨버터의 경우 넓은 범위의 영전 압 스위칭을 변압기의 누설인덕터 값을 크게 사용하는 데, 이 경우 위의 식에서와 같이 유효시비율의 손실이 심각해진다. 반면, 제안된 컨버터의 경우 그림 6에서와 같이 기존의 하프브릿지 컨버터처럼 전력전달이 없는 차측 정류다이오드간의 전류 현상이 없으며, ri에는 - B, 또는 C, 의 전압이 걸려 L lkg 의 에너지를 차측으로 항상 전달한다. 따라서 유효 시비율의 손실 이 없으며, 환류 전류로 인한 전도 손실이 없다는 장 점이 있다. 그림 8 기존의 컨버터와 제안된 컨버터의 차측 다이오 드의 전압 스트레스 비교 Fig. 8 Comariso of voltage stress of diode betwee covetioal coverter ad roosed coverter 기존의 컨버터의 다이오드의 전압 스트레스는 D / c, (-D) / c 이며, 경부하에서 시비율이 줄어들 게 되면 한 대각선상의 전압스트레스는 최고 / c까 지 상승하게 된다. 반면 제안된 컨버터의 다이오드의 전압스트레스는 / 이며 식 (6)에서와 같이 제안된 컨버터의 턴비가 기존의 컨버터의 약 배가 되므로, 결과적으로 제안된 컨버터의 다이오드의 전압스트레스 는 기존의 컨버터의 반이 되므로 다이오드 전압스트레 스 측면에서 상당히 유리해진다. 기존의 하프브릿지 컨버터의 경우 양 대각선상의 다 이오드의 전압스트레스는 그림 8에서와 같이D / c 와 (-D) / c로 불균형을 이루어 한쪽 다이오드에 열이 집중되는 현상이 있다. 반면, 제안된 컨버터는 한 대각 선상에만 다이오드가 위치하여, D, D 의 전압 스트레 스가 항상 / 로 일정하며, 두 다이오드의 도통시간 이 같으므로 열이 균등하게 분산되는 장점이 있다. 하지만 제안된 컨버터의 경우, 그림 9와 같이 다이 오드를 통해서 출력인덕터 전류를 공급함과 동시에, C, C 로 충전되는 전류를 공급해야 하기 때문에 전류 스트레스는 기존의 비대칭 하프브릿지 컨버터에 비하 여 커진다. 아래는 기존의 컨버터와 제안된 컨버터의 전류스트레스의 평균값이다.

3 환류에너지 그림 6에서와 같이, 기존의 비대칭 하프브릿지 컨버 터의 경우 차측의 정류 다이오드의 전류 시에차측 정류다이오드가 모두 켜지면서, ri 에 0가 걸려 L lkg 의 에너지를 차측으로 전달하지 못한다. 이로 인한 차측에서 차측으로의 전력전달이 없는 환류에너지에 의해서 유효시비율의 손실과 함께 큰 전도손실을 가지 게 된다.

7 D 유지전원단을 위한 넓을 영전압 스위칭 범위를 갖는 새로운 고효율 DC/DC 컨버터 83 < I > = I D, roosed (4) < I > = DI, ( D) I D covetioal (5) (<*>는 *의 한주기 동안의 평균값을 나타낸다) 의 변화에 따라 시비율이 변하여 자화전류의 크기가 변하게 되지만, 제안된 컨버터는 시비율이 변하더라도 자화전류의 크기는 변하지 않으므로 그림 0과 같은 그래프를 얻을 수 있다. 그림 9 기존의 컨버터와 제안된 컨버터의 차측 다이오 드의 전류 스트레스비교 Fig. 9 Comariso of curret stress of diode betwee covetioal coverter ad roosed coverter 비록 제안된 컨버터의 다이오드의 전류스트레스가 기존의 컨버터에 비하여 크므로 방열판의 크기가 증가 하게 되지만 D유지전원단과 같은 저전류 사양에서 는 큰 부담이 되지 않는다. 또한 기존의 컨버터의 한 쪽 대각선상의 다이오드를 제거하였기 때문에 결과적 으로 차측 정류 다이오드에서 생기는 도통손실은 거 의 변화가 없다 변압기 자화전류의 크기 기존의 비대칭 하프브릿지 컨버터의 경우, 변압기의 자화 전류의 크기는 시비율에 영향을 받는다. 시비율 0.5에서 자화전류의 크기는 0A이며, 시비율이 0.5에서 작아지거나 커질수록 자화전류의 크기는 커지게 되며 다음과 같다. I Lm = ( DI ) C (6) 반면, 제안된 컨버터의 경우, 변압기 자화 전류의 크 기는 시비율에 무관하며, 다음의 식으로 나타내어진다. I Lm = I (7) 같은 입출력 사양에서 입력의 변화에 따른 자화전류 크기를 비교해보면, 기존의 하프브릿지 컨버터는 입력 그림 0 기존의 하프브릿지 컨버터와 제안된 컨버터의 시 비율 변화에 따른 자화전류 크기 비교 Fig. 0 Comariso of Lm offset curret betwee covetioal coverter ad roosed coverter 0.5근처의 시비율에서는 기존의 하프브릿지 컨버터 의 자화전류가 작지만, 0.5에서부터 시비율이 작아지거 나 커질수록 기존의 하프브릿지 컨버터의 자화전류가 상대적으로 증가한다. 따라서 0.5 이하의 시비율에서 동작시킬 경우, 입력이 커질수록 시비율이 감소하여 제안된 컨버터에 비해 기존의 하프브릿지 컨버터의 자 화전류의 크기가 커지므로 변압기의 설계와 효율면에 서 제안된 컨버터가 유리해지는 장점이 있다. 3. 실험 결과 제안된 컨버터의 타당성을 검증하기 위해 스위칭 주 파수 00kHz, 최대 출력 전력 45W, 출력 전압 70dc, 입력 전압 385dc 사양의 컨버터를 시험용으 로 제작하였다. 표 설계 소자 Table Desig arameter N :N s 9:5 trasformer Q4040 Q, Q FQ3N50 D, D TTH003C Lm 60uH Ll kg 8uH L 700uH C B, C, C.uF

9 Comariso of curret stress of diode betwee covetioal coverter ad roosed coverter 비록 제안된 컨버터의 다이오드의 전류스트레스가 기존의 컨버터에 비하여 크므로 방열판의 크기가 증가 하게 되지만 D유지전원단과 같은 저전류 사양에서 는 큰 부담이 되지 않는다.

8 84 電力電子學會論文誌第 0 卷第號 005 年 4 月 그림 Q과 Q의 영전압 스위칭 파형 Fig. Exerimetal waveform of Z of Q ad Q 그림 3 측정된 효율 Fig. 3 Measured efficiecy 에서 95%이상의 높은 효율을 보여주며 넓은 영전압 스위칭 영역에 의한 스위칭손실의 저감으로 경부하에 서도 90%가 넘는 높은 효율을 보여준다. 그림 주요 동작 실험파형 Fig. Exerimetal key waveform 그림 은 주요 동작 파형으로 이론적인 파형과 일 치하며 차측 다이오드가 00이하의 낮은 전압스트 레스를 가짐을 확인할 수 있다. 그림 는 Q 과 Q 의 영전압 스위칭 파형으로 양 스위치의 영전압 스위칭이 잘 이루어짐을 확인할 수 있다. 실험 시 변압기의 L lkg 값을 조정하기 위하여 외부에 추가적인 L lkg 를 달아주 었다. 전체 8uH의 L lkg값에서 Q 의 경우는 출력 인덕 터전류에 의한 영전압 스위칭동작이므로 출력 전류의 0%까지 영전압 스위칭이 이루어짐을 확인할 수 있었 으며, Q 의 경우 0%까지 영전압 스위칭이 이루어짐 을 확인할 수 있었다. 제어회로의 소비전력을 포함하 지 않고 효율을 측정했으며, 제안된 컨버터는 중부하 4. 결 론 D 유지전원의 경우, D T의 동영상 정보에 따라 출력 전류가 전부하에서 경부하까지 크게 변동하 므로 부하변화에 따른 유지전원단의 효율이 중요해진 다. 따라서 경부하에서도 영전압 스위칭이 잘 이루어 지는 토폴로지가 필요하다. 기존의 비대칭 하프브릿지 컨버터는 좁은 영전압 스위칭 조건으로 인하여, 시비 율이 작아지거나, 출력 전류가 작아질 경우, 영전압 스 위칭이 어려워지게 되어 스위칭 손실로 인하여 효율의 저하를 가져온다. 본 논문은 기존의 비대칭 하프브릿 지 컨버터를 기초로 하여 넓은 영정압 스위칭 범위를 갖는 고효율 DC/DC 컨버터를 제안하고, 그 기본 동작 원리 및 장점을 기존의 비대칭 하프브릿지 컨버터와 비교, 분석하였으며, 실험을 통하여 넓은 범위의 영전 압 스위칭 동작과 높은 효율을 확인하였다.

Exerimetal key waveform 그림 은 주요 동작 파형으로 이론적인 파형과 일 치하며 차측 다이오드가 00이하의 낮은 전압스트 레스를 가짐을 확인할 수 있다. 그림 는 Q 과 Q 의 영전압 스위칭 파형으로 양 스위치의 영전압 스위칭이 잘 이루어짐을 확인할 수 있다.

9 D 유지전원단을 위한 넓을 영전압 스위칭 범위를 갖는 새로운 고효율 DC/DC 컨버터 85 이 논문은 한국과학기술원 인공위성연구센터 (ATREC)의 연구비 지원에 의하여 연구되었슴. 참 고 문 헌 [] Xiyu Xu, Khambadkoe, Aalysis ad desig of a otimized asymmetrical half-bridge DC-DC coverter, ower Electroics ad Drive ystems, 003,. 0-5 ol,, Nov [] Jiagtao Feg, Yuequa Hu, Wei Che, "Z aalysis of asymmetrical half-bridge coverter," ower Electroics ecialists Coferece, 00. EC. 00 IEEE 3d Aual, ol., 7-, Jue, 00, 윤명중( 尹明重 ) 946년 월 6일생. 970년 서울대 졸업. 974년 Uiversity of Missouri-Columbia졸 업(석사). 978년 동 대학원 졸업(공박). 978년부터 Geeral Electric Columbia에서 Idividual Cotributor o Aerosace Electrical Egieerig으로 재직. 현재 한국과학기술원 전자전 산학과 전기 및 전자공학전공 교수. 999년 당 학회 회장. 저 자 소 개 박 기 범( 朴起範 ) 98년 5월 7일생. 003년 한국과학기술원 전자전산학과 전기 및 전자공학전공 졸업. 003년~현재 한국과학기술원 전자전산학 과 전기 및 전자공학전공 석사과정. 김정 은 ( 金正恩 ) 978년 4월 7일생. 00년 경북대 전자전 기공학부 졸업. 003년 한국과학기술원 전 자전산학과 전기 및 전자공학전공 졸업( 석 사). 003년~현재 한국과학기술원 전자전 산학과 전기 및 전자공학전공 박사과정. 문건우( 文建宇 ) 966년 0월 3일생. 990년 한양대 전자공 학과 졸업. 99년 한국과학기술원 전기 및 전자공학과 졸업(석사). 996년 동 대학 원 전기 및 전자공학과 졸업( 공박) 년~998년 한국전력연구원 전력계통연구 실 선임연구원. 998년~000년 (주)키테크놀러지 대표이사. 000년 3월~000년 8월 세종대 전자공학과 조교수. 000년 9월~현재 한국과학기술원 전자전산학과 전기 및 전자공학전 공 부교수.

. 0-5 ol,, Nov. 003. [] Jiagtao Feg, Yuequa Hu, Wei Che, "Z aalysis of asymmetrical half-bridge coverter," ower Electroics ecialists Coferece, 00. EC. 00 IEEE 3d Aual, ol., 7-, Jue, 00,. 43-47.

제목을 입력하십시오

제목을 입력하십시오 포워드, 플라이백컨버터 Prof. ByoungKuk ee, Ph.D. Energy echaronics ab. chool of Informaion and Communicaion Eng. ungkyunkwan Universiy Tel: 823299458 Fax: 823299462 hp://seml.skku.ac.kr E: bkleeskku@skku.edu Forward