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D 유지전원단을 위한 넓을 영전압 스위칭 범위를 갖는 새로운 고효율 DC/DC 컨버터 77 論文 0--0 004 전력전자학술대회 우수추천논문 D 유지전원단을 위한 넓을 영전압 스위칭 범위를 갖는 새로운 고효율 DC/DC 컨버터 朴起範, 金正恩 *, 文建宇 ** ***, 尹明重 A New High Efficiecy DC/DC Coverter with Wide Z Rage for D ustai ower Module Ki-Bum ark, Chog-Eu Kim, Gu-Woo Moo, ad Myug-Joog You 요 약 기존의 비대칭 하프브릿지 컨버터로부터 변형된 새로운 고효율 DC/DC 컨버터를 제안한다. 제안된 컨버터는 기 존의 비대칭 하프브릿지 컨버터와 비교하여 넓은 Z영역을 가지므로 넓은 부하 범위에 걸쳐서 높은 효율을 자 랑한다. 본 논문에서는 기존의 하프브릿지 컨버터와 비교하여 제안된 컨버터의 기본동작 및 특성을 분석하였으며, D T 유지전원단 사양의 45W, 385-70dc 시험모델을 제작하여 실험결과를 통하여 제안된 컨버터의 우수 성을 입증하였다. ABTRACT A ew high efficiecy DC/DC coverter is roosed, which is derived from the covetioal asymmetric half-bridge coverter. Because the roosed coverter has better Z coditio comared with the covetioal asymmetric half-bridge coverter, it shows a high efficiecy alog the wide load rage. I this aer, the basic oeratios of the roosed coverter is aalyzed ad comared with that of the covetioal half-bridge coverter, ad the excellet erformace of the roosed coverter is verified by the exerimetal results with the 45W, 385-70dc rototye of the ower suly for D (lasma Dislay ael) ustai Driver of D T. Key word : half-bridge coverter, Z(Zero oltage witchig), D(lasma Dislay ael). 서 론 최근 D는 다른 디스플레이 소자들에 비하여, 우 수한 화질, 빠른 응답속도, 넓은 시야각 및 대화면화의 교신저자 : 학생회원, 한국과학기술원 전자전산학과 석사과정 E-mail : arky@raibow.kaist.ac.kr * 정회원, 한국과학기술원 전자전산학과 박사과정 ** 정회원, 한국과학기술원 전자전산학과 부교수 *** 정회원, 한국과학기술원 전자전산학과 교수 접수일자 : 004. 9. 3 차 심사 : 004.. 5 심사완료 : 004.. 3 용이성, 박형, 무게 등의 장점을 가지므로 차세대 디스 플레이 소자로서 각광을 받고 있다. D T는 영상 을 표시하는 D패널, 영상을 처리하는 디지털 영상 보드, D패널을 구동하는 X,Y 드라이버 및 D의 구동에 필요한 모든 전원을 공급하는 D전력모듈로 구성된다. D전력모듈은 입력단에 역률 개선을 위한 승압형 컨버터가 위치하며, 승압형 컨버터의 출력으로부터 D구동에 필요한 다양한 전원들이 만들어지게 된다. 그 중에서도 D의 발광에 필요한 유지전원이 전체 D전력모듈 출력의 70%이상의 전력을 공급하므로,

78 電力電子學會論文誌第 0 卷第號 005 年 4 月 D의 효율개선 및 슬림화를 위해서는 유지전원에 대 한 최적화된 회로 기술이 필요하다. 표 D 유지전원단 사양 Table ecificatio of D sustai ower module 입력 전압 : s 출력 전압 : 385 70 출력 전류 : I.5A 정격 전력 : 45W 현재까지 유지전원 공급 장치로써 그림에 나타낸 비대칭 하프브릿지 컨버터가 주로 사용되어왔다. 이 회로는 중급용량 전력에 적당하며, 부가적인 회로 없 이 변압기의 기생 인덕턴스를 이용하여 차측 스위치 의 영전압 스위칭을 이룰 수 있는 장점을 가지고 있으 나 다음과 같은 단점도 가지고 있다 [,]. ) 비선형적인 입출력 관계식과 좁은 시비율 범위 ) 양 스위치 영전압 스위칭 조건의 불균형 3) 차측 다이오드의 전압 스트레스의 불균형 4) 차측 다이오드의 전류(commutatio) 시, 전력 전 달이 없는 환류전류 5) 시비율에 따른 자화전류의 크기 변화 이러한 기존의 비대칭 하프브릿지 컨버터가 가지는 단점을 보완하기 위하여 넓은 영전압 스위칭 범위를 가지는 새로운 DC/DC 컨버터를 제안한다. 본 론. 제안된 컨버터의 회로 제시 제안된 컨버터는 그림 에 나타낸 바와 같이 기존의 하프브릿지 컨버터의 차측 정류다이오드 개를 캐패 시터로 대체함으로서 얻어진다. 는 입력전압이고, 입력측은 블록킹(blockig) 캐패 시터 C B, 스위치 Q, Q 로 이루어진다. 출력측은 정류 캐패시터 C, C, 정류다이오드 D, D, 출력인덕터 L, 출력캐패시터 C 로 이루어진다. 입력측과 출력측은 L m, L lkg, 이상적인 변압기로 구성되어지는 변압기에 의해 연결되며, R 는 출력저항이다.. 동작 모드 해석 제안된 컨버터의 동작 모드 해석과 특성 분석을 위 해서 다음과 같이 가정한다. ) 제안된 컨버터는 정상상태에서 동작한다. ) 모든 소자는 이상적이며 변압기의 누설인덕터를 제외한 나머지 기생성분은 무시한다. 3) L m 과 L 의 인덕턴스는 무한히 커서, I Lm 과 I 는 정 전류로 가정한다. 4) 다이오드의 접합(juctio)캐패시턴스는 아주 작다. 5) C B, C, C, C 의 캐패시턴스는 충분히 커서 B, C, C, 를 정전압원으로 가정한다. 제안된 컨버터의 동작은 5개의 모드로 나누어지며, 모드별 전류 도통 경로를 그림 3, 주요 동작 파형을 그림 4에 나타내었다. t 0 이전에는 I ri 는 선형적으로 증가하고 있으며, 이와 맞추어 I D, 는 감소하고 있다. 출력 인덕터로는 정전류 I Lo가 흐르고 있으므로, 감소한 I D,만큼 출력 인덕터로 전류를 공급하기 위한 C, 로부터의 방전 전류는 증가 하고 있다. 그림 기존의 비대칭 하프브릿지 컨버터 Fig. Covetioal asymmetric half-bridge coverter 모드 M ( t 0 ~t ) I D, 이 감소하여 0A가 되어, D, D 가 꺼지면 모드 M이 시작되고, 출력 인덕터로 C, C 에 의해서만 전 류를 공급한다. ri 에는 - B 의 전압이 걸리며 차 측 출력 LC filter의 입력전압 f 에는 식()과 같은 전 압이 걸린다. = ( ) + ( + D) f B C, () 그림 제안된 컨버터 Fig. roosed coverter 모드 M ( t ~t ) Q 이 꺼지면 모드 M가 시작된다. Q 의 영전압 스

D 유지전원단을 위한 넓을 영전압 스위칭 범위를 갖는 새로운 고효율 DC/DC 컨버터 79 (a) 모드 M 이 걸리면 모드 M3이 시작되며. D, D 가 도통이 되 고, I D, I D 는 증가한다. C, C 는 모드 M에서 DT 동 안 출력인덕터 전류를 공급하면서 방전하였으므로, 방 전된 양만큼의 전하를 다시 충전시키기 위해 D, D 는 출력 인덕터의 전류를 공급함과 동시에 C, C 로 충전 되는 전류를 공급하게 된다. 이 때 C, C 는 C B 및 L lkg와 공진을 하면서 C B로부터 전류를 공급받게 된다. f 에는 다음의 식 (3)과 같은 전압이 걸린다. = D f C, (3) (b) 모드 M (c) 모드 M3 (d) 모드 M4 (e) 모드 M5 그림 3 동작 모드 Fig. 3 eratio mode 위칭 초기전류, I ri (t )은 아래의 식 ()와 같으며, Q 의 영전압 스위칭은 출력 전류에 의해서 이루어진다. 그림 4 주요 동작 파형 Fig. 4 Key waveform I ( t ) = I ri 모드 M3 ( t ~t 3 ) Q 의 영전압 스위칭이 끝나고, ri 에 - C, 의 전압 () 모드 M4 ( t 3 ~t 4 ) Q 가 꺼지면 모드 M4가 시작되며, I ri 는 C oss 를 충 전시키면서 C oss을 방전시킨다. 이 때 sec는 D, D 가 켜져 있는 동안에는 C, C 에 의해 - C, 의 전압으로 유지되므로 D, D 가 꺼질 때까지 sec 은 - C, 로 일 정하게 유지된다. 따라서 ri는 - C,로 일정하게 유

80 電力電子學會論文誌第 0 卷第號 005 年 4 月 지되면서 L lkg와 C oss의 공진으로 I ri가 감소한다. I ri의 에너지가 충분하다면 I ri 가 0A가되기 전에 ds 를 까지 충전시키고 ds 은 0로 방전시켜 영전압 스위칭 이 가능하게 된다. 모드 M5 ( t 4 ~t 0 ') ds가 로 충전되고 ds이 0으로 방전되면 모드 M5가 시작한다. L lkg와 C oss 의 공진이 끝나고 lkg 는 + C, - B 의 값으로 고정되어 I ri 는 선형적으로 증 가하며. I ri의 증가와 함께 I D,도 감소하게 되며, I D, 가 0A가 되면 모드 M이 다시 시작된다. = D( ) C k 식 (9)를 (8)에 대입하면 는 다음과 같다. = D ( k ) (9) (0). 3 제안된 컨버터의 분석 그림 에 나타낸 기존의 컨버터와 제안된 컨버터의 비교분석을 위해 기존의 컨버터의 변압기의 턴비는 c, 제안된 컨버터의 턴비는 로 나타낸다.. 3. 입출력 전압 변환비 해석을 위해 모드 M3에서 변압기의 누설 인턱터에 걸리는 전압을 k 라고 한다. Lm의 전압*시간평형조건(voltage*secod balace)에 의해 다음의 식을 구할 수 있으며, D ( ) = ( D ) B C (4) 모드 M3에서 C 는 다음과 같다. = C ( B k ) 식 (4), (5)로부터 B 는 다음과 같이 구해진다. = D + ( D) B k (6) L 의 전압*시간 평형조건으로부터 다음의 식을 얻 을 수 있으며, D + ( ) ( D)( ) C B = C (7) 식 (4), (7)로부터 다음의 식을 구할 수 있다. C (5) = (8) 식 (6)을 (5)에 대입하면 다음과 같다. 그림 5 근사된 변압기의 차측 전류 Fig. 5 Aroximated rimary curret of trasformer 해석을 위하여 모드 M, M4, M5의 전류구간을 무 시한 간략화 된 그림 5에서 C B의 전류*시간 평현조건 을 이용해서 I ri 의 최고값을 구할 수 있으며, 이것으로 부터 다음의 식 ()을 구할 수 있다. 4 k ( D) T = I L D () lkg 식 ()의 k 를 (0)에 대입하면 다음과 같이 제안 된 컨버터의 입출력 관계식이 구해진다. = + D 8DL lkg ( D) T R () ( T s =/f s f s : 스위칭 주파수 ) 여기서 R, L lkg, T 에 의한 영향이 아주 작으므로 C, C 와 입출력 전압 변환비는 다음과 같이 근사화 될 수 있다. = = D C C = D (3) (4) 반면, 기존의 하프브릿지 컨버터의 입출력 전압 변 환비는 다음과 같이 비선형적이며,

D 유지전원단을 위한 넓을 영전압 스위칭 범위를 갖는 새로운 고효율 DC/DC 컨버터 8 = D ( D ) C (5) 시비율을 0~0.5밖에 사용하지 못하므로 좁은 시비 율로 인하여 비대칭 하프브릿지의 특성에 의한 여러 가지 단점을 유발하게 된다. 기존의 비대칭 하프브릿지 컨버터와 비교해보면 제 안된 컨버터는 대략 D/ 의 입출력 관계식을 가지게 되므로 시비율을 0~까지 선형적으로 사용할 수 있으 며, 높은 입출력 전압 변환비 때문에 제안된 컨버터의 턴비는 기존의 비대칭 하프브릿지 컨버터의 턴비의 약 배가 되므로 차측 전류가 감소하여 효율면에서 유리 해진다. C (6). 3. 영전압 스위칭 조건 기존의 비대칭 하프브릿지 컨버터 Q, Q 의 영전압 스위칭 조건은 시비율에 따라 그림 6에서와 같이 차 측 전류의 다른 초기전류와 서로 다른 스위치의 전압 조건에 의해서 다음과 같이 나타내어진다. Q -covetioal DI C [ D ] L lkg (7) ( ) Q -covetioal ( DI ) C ( D ) L lkg (8) 따라서, 시비율을 0.5이하로 동작시킬 경우, 기존의 컨버터는 그림 6에서 나타낸 것과 같이 시비율이 작아 짐에 따라 양 스위치의 영전압 스위칭을 위한 차측 전류값의 크기가 달라지며, 공진으로 C oss를 충방전 시 켜야 하는 전압도 달라지므로 Q 의 영전압 스위칭 조 건이 Q 에 비하여 점점 불리하게 되어 Q 의 영전압 스위칭이 잘 이루어지지 않게 된다. 반면, 제안된 컨버 터는 Q 의 경우, Q 의 영전압 스위칭을 위한 차측 전 류값은 다음과 같이 기존의 컨버터에 비하여 큰 값을 가진다. + D I ( t ) = I ri 3 D (9) 따라서 Q 의 영전압 스위칭 조건은 다음과 같이 나 타낼 수 있으며 기존의 하프브릿지 컨버터의 Q 의 영 전압 스위칭 조건에 비해 더욱 유리하다. Q -roosed ( + DI ) C L lkg ( D ) (0) Q 의 경우, 제안된 컨버터의 영전압 스위칭 시의 등 가회로를 변압기와 I Lm 을 무시하고 간략화하여 그림 7 에 나타내었다. C D =C D +C D 이며, C D, C D 는 각각 D, D 의 접합캐패시턴스 값이다. 초기값으로 lkg=0, CD=, Coss =0, Coss =, I lkg =I Lo 을 가진다. 그림 7 Q의 영전압 스위칭 동작 시 등가회로 Fig. 7 Equivalet circuit of Z of Q 그림 6 기존의 컨버터와 제안된 컨버터의 변압기 차측 전류와 전압 파형의 비교 Fig. 6 Comariso of rimary curret ad voltage betwee covetioal coverter ad roosed coverter 이 등가회로는 기존의 위상천이풀브릿지 컨버터의 리딩래그(leadig leg) 영전압 스위칭 동작시의 등가회 로와 동일하며, 이 경우 Q 의 영전압 스위칭은 기존의 하프브릿지 컨버터처럼 C oss와 L lkg의 공진으로 영전압 스위칭이 이루어지는 것이 아니라, 차측 D, D 의 접 합캐패시턴스 C D, C D 의 값이 아주 작다고 가정했을 경우, 출력 전류에 의해서 이루어지게 된다. 실제 회로

8 電力電子學會論文誌第 0 卷第號 005 年 4 月 는 출력 전류에 I Lm까지 더해져서 Q 를 영전압 스위칭 을 하므로 상당히 유리한 영전압 스위칭 조건을 가지 게 되며, 다음과 같이 Q 의 영전압 스위칭 조건을 근 사할 수 있다.. 3. 4 다이오드의 전압, 전류 스트레스 Q -roosed I C ( L ) L I oss + M Lm () 결론적으로 제안된 컨버터는 기존의 비대칭 하프브 릿지 컨버터에 비해 Q, Q 모두 유리한 영전압 스위 칭 조건을 가지게 된다.. 3. 3 환류에너지 그림 6에서와 같이, 기존의 비대칭 하프브릿지 컨버 터의 경우 차측의 정류 다이오드의 전류 시에차측 정류다이오드가 모두 켜지면서, ri 에 0가 걸려 L lkg 의 에너지를 차측으로 전달하지 못한다. 이로 인한 차측에서 차측으로의 전력전달이 없는 환류에너지에 의해서 유효시비율의 손실과 함께 큰 전도손실을 가지 게 된다. 그림 6에서, D=D eff+d loss, -D=D eff+d loss라고 하면, D eff, D eff 는 변압기의 차측에서 차측으로의 전력전 달이 이루어지는 유효시비율이며, 전력 전달이 없는 시비율의 손실분인 D loss, D loss는 다음과 같이 표현된 다. L I lkg D = loss ( D) T () D loss C L lkg I = DT C (3) 기존의 하프브릿지 컨버터의 경우 넓은 범위의 영전 압 스위칭을 변압기의 누설인덕터 값을 크게 사용하는 데, 이 경우 위의 식에서와 같이 유효시비율의 손실이 심각해진다. 반면, 제안된 컨버터의 경우 그림 6에서와 같이 기존의 하프브릿지 컨버터처럼 전력전달이 없는 차측 정류다이오드간의 전류 현상이 없으며, ri에는 - B, 또는 C, 의 전압이 걸려 L lkg 의 에너지를 차측으로 항상 전달한다. 따라서 유효 시비율의 손실 이 없으며, 환류 전류로 인한 전도 손실이 없다는 장 점이 있다. 그림 8 기존의 컨버터와 제안된 컨버터의 차측 다이오 드의 전압 스트레스 비교 Fig. 8 Comariso of voltage stress of diode betwee covetioal coverter ad roosed coverter 기존의 컨버터의 다이오드의 전압 스트레스는 D / c, (-D) / c 이며, 경부하에서 시비율이 줄어들 게 되면 한 대각선상의 전압스트레스는 최고 / c까 지 상승하게 된다. 반면 제안된 컨버터의 다이오드의 전압스트레스는 / 이며 식 (6)에서와 같이 제안된 컨버터의 턴비가 기존의 컨버터의 약 배가 되므로, 결과적으로 제안된 컨버터의 다이오드의 전압스트레스 는 기존의 컨버터의 반이 되므로 다이오드 전압스트레 스 측면에서 상당히 유리해진다. 기존의 하프브릿지 컨버터의 경우 양 대각선상의 다 이오드의 전압스트레스는 그림 8에서와 같이D / c 와 (-D) / c로 불균형을 이루어 한쪽 다이오드에 열이 집중되는 현상이 있다. 반면, 제안된 컨버터는 한 대각 선상에만 다이오드가 위치하여, D, D 의 전압 스트레 스가 항상 / 로 일정하며, 두 다이오드의 도통시간 이 같으므로 열이 균등하게 분산되는 장점이 있다. 하지만 제안된 컨버터의 경우, 그림 9와 같이 다이 오드를 통해서 출력인덕터 전류를 공급함과 동시에, C, C 로 충전되는 전류를 공급해야 하기 때문에 전류 스트레스는 기존의 비대칭 하프브릿지 컨버터에 비하 여 커진다. 아래는 기존의 컨버터와 제안된 컨버터의 전류스트레스의 평균값이다.

D 유지전원단을 위한 넓을 영전압 스위칭 범위를 갖는 새로운 고효율 DC/DC 컨버터 83 < I > = I D, roosed (4) < I > = DI, ( D) I D covetioal (5) (<*>는 *의 한주기 동안의 평균값을 나타낸다) 의 변화에 따라 시비율이 변하여 자화전류의 크기가 변하게 되지만, 제안된 컨버터는 시비율이 변하더라도 자화전류의 크기는 변하지 않으므로 그림 0과 같은 그래프를 얻을 수 있다. 그림 9 기존의 컨버터와 제안된 컨버터의 차측 다이오 드의 전류 스트레스비교 Fig. 9 Comariso of curret stress of diode betwee covetioal coverter ad roosed coverter 비록 제안된 컨버터의 다이오드의 전류스트레스가 기존의 컨버터에 비하여 크므로 방열판의 크기가 증가 하게 되지만 D유지전원단과 같은 저전류 사양에서 는 큰 부담이 되지 않는다. 또한 기존의 컨버터의 한 쪽 대각선상의 다이오드를 제거하였기 때문에 결과적 으로 차측 정류 다이오드에서 생기는 도통손실은 거 의 변화가 없다.. 3. 5 변압기 자화전류의 크기 기존의 비대칭 하프브릿지 컨버터의 경우, 변압기의 자화 전류의 크기는 시비율에 영향을 받는다. 시비율 0.5에서 자화전류의 크기는 0A이며, 시비율이 0.5에서 작아지거나 커질수록 자화전류의 크기는 커지게 되며 다음과 같다. I Lm = ( DI ) C (6) 반면, 제안된 컨버터의 경우, 변압기 자화 전류의 크 기는 시비율에 무관하며, 다음의 식으로 나타내어진다. I Lm = I (7) 같은 입출력 사양에서 입력의 변화에 따른 자화전류 크기를 비교해보면, 기존의 하프브릿지 컨버터는 입력 그림 0 기존의 하프브릿지 컨버터와 제안된 컨버터의 시 비율 변화에 따른 자화전류 크기 비교 Fig. 0 Comariso of Lm offset curret betwee covetioal coverter ad roosed coverter 0.5근처의 시비율에서는 기존의 하프브릿지 컨버터 의 자화전류가 작지만, 0.5에서부터 시비율이 작아지거 나 커질수록 기존의 하프브릿지 컨버터의 자화전류가 상대적으로 증가한다. 따라서 0.5 이하의 시비율에서 동작시킬 경우, 입력이 커질수록 시비율이 감소하여 제안된 컨버터에 비해 기존의 하프브릿지 컨버터의 자 화전류의 크기가 커지므로 변압기의 설계와 효율면에 서 제안된 컨버터가 유리해지는 장점이 있다. 3. 실험 결과 제안된 컨버터의 타당성을 검증하기 위해 스위칭 주 파수 00kHz, 최대 출력 전력 45W, 출력 전압 70dc, 입력 전압 385dc 사양의 컨버터를 시험용으 로 제작하였다. 표 설계 소자 Table Desig arameter N :N s 9:5 trasformer Q4040 Q, Q FQ3N50 D, D TTH003C Lm 60uH Ll kg 8uH L 700uH C B, C, C.uF

84 電力電子學會論文誌第 0 卷第號 005 年 4 月 그림 Q과 Q의 영전압 스위칭 파형 Fig. Exerimetal waveform of Z of Q ad Q 그림 3 측정된 효율 Fig. 3 Measured efficiecy 에서 95%이상의 높은 효율을 보여주며 넓은 영전압 스위칭 영역에 의한 스위칭손실의 저감으로 경부하에 서도 90%가 넘는 높은 효율을 보여준다. 그림 주요 동작 실험파형 Fig. Exerimetal key waveform 그림 은 주요 동작 파형으로 이론적인 파형과 일 치하며 차측 다이오드가 00이하의 낮은 전압스트 레스를 가짐을 확인할 수 있다. 그림 는 Q 과 Q 의 영전압 스위칭 파형으로 양 스위치의 영전압 스위칭이 잘 이루어짐을 확인할 수 있다. 실험 시 변압기의 L lkg 값을 조정하기 위하여 외부에 추가적인 L lkg 를 달아주 었다. 전체 8uH의 L lkg값에서 Q 의 경우는 출력 인덕 터전류에 의한 영전압 스위칭동작이므로 출력 전류의 0%까지 영전압 스위칭이 이루어짐을 확인할 수 있었 으며, Q 의 경우 0%까지 영전압 스위칭이 이루어짐 을 확인할 수 있었다. 제어회로의 소비전력을 포함하 지 않고 효율을 측정했으며, 제안된 컨버터는 중부하 4. 결 론 D 유지전원의 경우, D T의 동영상 정보에 따라 출력 전류가 전부하에서 경부하까지 크게 변동하 므로 부하변화에 따른 유지전원단의 효율이 중요해진 다. 따라서 경부하에서도 영전압 스위칭이 잘 이루어 지는 토폴로지가 필요하다. 기존의 비대칭 하프브릿지 컨버터는 좁은 영전압 스위칭 조건으로 인하여, 시비 율이 작아지거나, 출력 전류가 작아질 경우, 영전압 스 위칭이 어려워지게 되어 스위칭 손실로 인하여 효율의 저하를 가져온다. 본 논문은 기존의 비대칭 하프브릿 지 컨버터를 기초로 하여 넓은 영정압 스위칭 범위를 갖는 고효율 DC/DC 컨버터를 제안하고, 그 기본 동작 원리 및 장점을 기존의 비대칭 하프브릿지 컨버터와 비교, 분석하였으며, 실험을 통하여 넓은 범위의 영전 압 스위칭 동작과 높은 효율을 확인하였다.

D 유지전원단을 위한 넓을 영전압 스위칭 범위를 갖는 새로운 고효율 DC/DC 컨버터 85 이 논문은 한국과학기술원 인공위성연구센터 (ATREC)의 연구비 지원에 의하여 연구되었슴. 참 고 문 헌 [] Xiyu Xu, Khambadkoe, Aalysis ad desig of a otimized asymmetrical half-bridge DC-DC coverter, ower Electroics ad Drive ystems, 003,. 0-5 ol,, Nov. 003. [] Jiagtao Feg, Yuequa Hu, Wei Che, "Z aalysis of asymmetrical half-bridge coverter," ower Electroics ecialists Coferece, 00. EC. 00 IEEE 3d Aual, ol., 7-, Jue, 00,. 43-47. 윤명중( 尹明重 ) 946년 월 6일생. 970년 서울대 졸업. 974년 Uiversity of Missouri-Columbia졸 업(석사). 978년 동 대학원 졸업(공박). 978년부터 Geeral Electric Columbia에서 Idividual Cotributor o Aerosace Electrical Egieerig으로 재직. 현재 한국과학기술원 전자전 산학과 전기 및 전자공학전공 교수. 999년 당 학회 회장. 저 자 소 개 박 기 범( 朴起範 ) 98년 5월 7일생. 003년 한국과학기술원 전자전산학과 전기 및 전자공학전공 졸업. 003년~현재 한국과학기술원 전자전산학 과 전기 및 전자공학전공 석사과정. 김정 은 ( 金正恩 ) 978년 4월 7일생. 00년 경북대 전자전 기공학부 졸업. 003년 한국과학기술원 전 자전산학과 전기 및 전자공학전공 졸업( 석 사). 003년~현재 한국과학기술원 전자전 산학과 전기 및 전자공학전공 박사과정. 문건우( 文建宇 ) 966년 0월 3일생. 990년 한양대 전자공 학과 졸업. 99년 한국과학기술원 전기 및 전자공학과 졸업(석사). 996년 동 대학 원 전기 및 전자공학과 졸업( 공박). 99 6 년~998년 한국전력연구원 전력계통연구 실 선임연구원. 998년~000년 (주)키테크놀러지 대표이사. 000년 3월~000년 8월 세종대 전자공학과 조교수. 000년 9월~현재 한국과학기술원 전자전산학과 전기 및 전자공학전 공 부교수.