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1 UHF 대역 RFID 리더용 2 소자원편파배열안테나 A Two - Element Circularly-Polarized Antenna Array for UHF-Band RFID Reader Applications

2 UHF 대역 RFID 리더용 2 소자원편파배열안테나 A Two - Element Circularly-Polarized Antenna Array for UHF-Band RFID Reader Applications 이 을 으로 함

3 을 의 으로 함

4 차 례 Abstract List of tables List of figures I. 서론 1 II. 원편파안테나의이론적배경 원편파안테나 2.2. 모서리가제거된패치안테나 III. 단일원편파패치안테나설계 안테나구조및설계 IV. 단일원편파패치안테나의제작및측정 단일안테나제작 4.2. 안테나특성 V. 2- 소자원편파배열안테나설계 패치간격에따른이득 5.2. 단일안테나와 FR-4 기판연결특성과전력분배기 VI. 2- 소자원편파배열안테나의제작및측정 제안된 2 소자배열안테나제작 6.2. 안테나특성 6.3. 태그인식거리측정 VII. 결론 33

5 참고문헌 34

6 A Two-Element Circularly-Polarized Antenna Array for UHF-Band RFID Reader Applications Park, Joung-Min Department of Radio Engineering Graduate School, Chungbuk National University Cheongju, Korea Supervised by Professor Ahn, Bierng-Chearl Abstract In this thesis, we present a two-element circularly-polarized antenna array for UHF-band RFID reader applications. The antenna element in the array is a corner-truncated rectangular patch with a plastic-foam dielectric and fed by a coaxial probe via an L-shaped ground plane. The optimum design of the single antenna is presented first followed by the design of the two-element array. The distance between two patches are chosen for a maximum gain. A microstrip feed network is designed in the form of a T-junction power divider. The entire antenna array including the feed network is designed using a commercial electromagnetic software. The designed array is fabricated using aluminum ground plane, plastic foam material, copper film, FR-4 substrate and SMA connector. The dimension of the fabricated antenna is 445x234x26mm. Measurements of the fabricated antenna show good performance characteristics: 11.2dBi gain, -15dB reflection coefficient, * A thesis for the degree of Master in February 2006.

7 axial ratio less than 3dB over 3-dB beamwidths of 80 and 120 degrees on two principal planes, and the maximum tag read range of 9.6 m.

8 List of Tables 표 4.1 제작된안테나의치수 17 표 6.1 제작된 2 소자배열안테나의치수 25 표 6.2. 측정된최대태그인식거리 32

9 List of Figure 그림 2.1 편파모형 4 그림 2.2 원형편파안테나 5 그림 2.3 모서리가제거된패치안테나 6 그림 2.4 모서리가제거된패치안테나에서의원편파발생 8 그림 3.1 모서리가제거된단일급전안테나의구조와설계변수 10 그림 3.2 패치길이 (L) 에따른 S 11 변화 11 그림 3.3. 유전체높이 (h 1 ) 에따른대역폭변화 11 그림 3.4. 모서리제거길이 (t ) 에따른 S 11 변화 12 그림 3.5 모서리제거길이 (t ) 에따른축비변화 12 그림 3.6 패치와수직그라운드간격 (s) 에따른 S 11 변화 13 그림 3.7. 접지판폭 (W 1 ) 에따른 S 11 변화 13 그림 3.8 접지판폭 (W 1 ) 에따른축비변화 14 그림 3.9 접지판길이 (L 1 ) 에따른 S 11 변화 14 그림 3.10 접지판길이 (L 1 ) 에따른축비변화 15 그림 4.1 제작된안테나사진 17 그림 4.2 제작된안테나반사계수 18 그림 4.3 단일안테나방사패턴 20 그림 MHz에서의축비 21 그림 소자배열의소자간격에따른이득 22 그림 5.2 전력분배기 23 그림 5.3 전력분배기의반사계수및전달계수 24 그림 5.4 2소자배열안테나의구조와변수 25 그림 6.1 제작된 2 소자배열안테나 27 그림 6.2 제작된배열안테나반사계수 28 그림 MHz 에서의배열안테나방사패턴 29 그림 MHz에서의축비 30

10 그림 6.5 리더안테나이득에따른최대태그판독거리 32

11 I. 서론 최근 RFID 분야는산업적측면뿐만아니라사회문화적측면에서도많은관심을일으키고있으며, 미래산업에서 RFID의분야는점차확대되어갈것이다. RFID시스템은컨트롤러, 리더기안테나, 그리고태그안테나로구성되며, 태그안테나가점차소형화됨에따라, 이득이작아지게된다. 따라서, 이러한태그안테나의특성을보완하기위해리더기안테나의비중이점차증가되고있다. 때문에, RFID 분야의발전을위해서는보다저가이면서수신대역폭이넓은 RFID 리더기안테나의연구가필요하다 [1]-[3]. RFID 리더기안테나는현재국내 외에서상품화되어판매되고있으며, 안테나의원형편파대역폭을증가시키는구조와인식거리를증가시키기위한구조등이다양하게연구되고있다. 상품화된안테나는패치형태의안테나가기본이며, 원형편파를만들기위해하이브리드전력분배기등과같은 90도위상천이급전을위한구조물들이사용되었다. 상용화되어있는안테나들의이득은약 6dBi 정도이며, 접지면이포함된전체안테나의크기는약 260 x 260 x 30 (0.8 x 0.8 x 0.09 ) 이다. 대역폭을증가시키기위해연구되어지는안테나들은적층형패치안테나, EBG 안테나등으로구조가복잡하여상용화에적합하지않다. 또한인식영역을증가시키기위한안테나로이중편파배열안테나등이연구되고있으나, 적층형으로이루어져구조가복잡하여상용화에적합하지않아, 학술적연구가치에머무르고있다 [4]-[6]. RFID 리더기안테나의적합한요건으로는, 소형화, 방향성, 고이득성이있다. 그리고, 태그안테나의편파변화에따른인식오류를없애기위해원형편파를선호하며, 컨트롤러와연결하기위해 50 에정합이용이한구조이어야한다. 그리고마지막으로상품화를위해일괄생산이쉬어야하며, 제품단가가작아야한다 [1][2]. 기존 RFID 리더용안테나로는다이폴, 폴디드다이폴, 인쇄형다이폴, 인쇄형패치등이고려되고있으나, 위에서제시한요건을고려할때인쇄형단일패치안테나가비교적적합하다. 하지만 RFID 리더기안테나의요건과비교했을때인쇄회로기판상에제작된전통적인패치안테나의단점은대역폭이작으며, 이득이작고비교적전방향으로방사가일어나인식영역을제어하기가매우힘들다는것이다 [2]. 현재국내에서의 RFID 주파수대역은 MHz로사용대역폭이 0.6% 로매우협대역이기때문에전통적인패치안테나를사용할수도있다. 그러나이경우패치기정밀하게제작되어

12 야하고안테나보호를위해사용되는레이돔이나주변물체의영향에의해안테나의동작주파수가천이되어대역폭을커버하지못하는문제가발생한다. 이와같은문제를해결하기위해본논문에서는 2003년 Chang 및동료연구자에의해제안된광대역원편파패치안테나 [7] 를단일안테나소자로사용하였다. RFID 리더의송신전력을고정시키고태그의인식거리를증대시키거나또는태그를인식하는각도범위를좁게하려면단일소자를여러개배치된배열안테나를사용하여야한다. 본연구에서는이러한용도에맞게 2-소자원편파패치배열안테나를개발하였다. 단일소자인 Chang의패치는다음과같은특징을가진다. 유전체로공기를사용하였으며, 기존안테나의급전방식과달리패치하단부위에수직접지판을고정시키고 SMA 커넥터의내심을직접연결시켰다. 이에따라 VSWR 2 이하주파수대역과원편파축비대역폭이증가되었다. 우선패러미터연구를통해 910MHz 대역에서동작하는 Chang의패치를최적설계하여실험적으로그성능을확인하였다. 다음에이를단일소자로이용하여 2-소자배열을구현하였다. 배열구현을위해최적소자간격을도출하고마이크로스트립급전회로망을설계하였다. 설계된 2-소자배열안테나를제작측정하여성능을확인하였다. 본논문의구성은다음과같다. 제 2장에서는원형편파를갖는기본적인안테나들과그원리를제시하였다. 제 3장에서는 2 소자배열안테나를설계하기에앞서 2003년에 Chang이제안한기본적인단일안테나에서원형편파에영향을주는모서리제거양과접지면의크기에따른축비변화, 수직그라운드와패치간의간격에따른임피던스변화등의설계과정을제시하였다 [7]. 제 4장에서는 2-소자배열안테나를설계하기에앞서설계된단일안테나를제작하여측정하였다. 제 5장에서는 3장에서설계된단일안테나를바탕으로 2 소자배열안테나를설계하는과정으로패치간격에따른이득변화, 패치에동일한크기와위상을입력하는전력분배기설계등을제시하였다. 제 5장에서는설계된안테나를이용실제제작및테스트결과를가상실험결과와비교하였으며, 현재상용화된외국회사의리더기시스템을이용한태그안테나인식거리및편파변화에따른특성을비교제시하였다. 마지막으로제 6장에서는본논문에대한결론및향후연구방향을제시하였다.

13 II. 원편파안테나의이론적배경 안테나의성능을나타내는파라미터들에는방사패턴, 지향성, 이득, 편파, 반사계수, 대역폭등여러가지가있다. 그중에서도최근 RFID 리더안테나와관련하여주요관심사로떠오르는것이편파와대역폭, 이득, 소형화이다. 리더안테나로는다이폴, 폴디드다이폴, 인쇄형다이폴, 인쇄형패치등의여러가지가고려될수있으나, 본장에서는원형편파를갖는안테나의종류와특성을서술할것이며, 이러한안테나들중에서단일급전을이용하여모서리를제거한패치안테나의우수성에대해서술할것이다 원편파안테나 원편파 원형편파안테나는공간의한점에서시간의함수로표시된전계벡터가원형으로움직이는편파를갖는것으로수식 (2.1) - (2.3) 에제시한것과같이두전계성분이서로수직이고그크기가같으며, 위상차가 90도가될때형성된다. 원형편파는전계벡터가회전하는방향에따라우선회편파와, 좌선회편파로나누어지게된다. 수식 2.2와 2.3은좌원편파, 우원편파일때의위상차를나타낸다. (2.1) (2.2) (2.3) 원형편파에얼마나근접한지여부는축비로서나타내게되며, 이는장축과단축의비를말한다. 수식 2.4를이용축비를나타낼수있다. 그림 2에서보는바와같이 OA는전계벡터의장축을말하며, OB는단축을말한다. OA와 OB의값이동일하다면그림 2.1 의오른쪽그림과같은전계벡터모형이나타난다. 수식 2.4의값이 1이거나로그수치로환산했을때 0dB가나오면완전한원편파가된다.

14 (2.4) (2.5) (2.6) 그림 2.1 편파모형 ( 좌 : 타원편파, 우 : 원형편파 ) 원편파안테나의종류및특성원편파특성을얻기위한안테나는마이크로스트립안테나와, 헬리컬안테나가대표적이며, 마이크로스트립안테나는급전방식에따라단일급전방식과, 이중급전방식그리고모서리제거를사용한방식, 슬롯을사용한방식, 급전회로를사용한방식들이있다. 헬리컬안테나는축모드와정상모드의 2가지형태가있으나, 축모드의안테나가넓은대역폭에걸쳐축비를얻을수있으며, 효율도높다. 그림 2에원형편파를갖는기본적인안테나의구조를제시하였다. 그림 2.2 (a) 안테나는단일급전방식과, 패치안테나중간에슬롯을사용하여 90도의위상차를갖게하여원형편파를만든안테나이다. 그림 2.2 (b) 의안테나는단일급전방식과양모서리에모서리제거처리를하여 90도의위상차를갖게한안테나이다. 이안테나는모서리

15 를제거한방향에따라좌원편파와우원편파가결정된다. 그림 2.2 (c) 의안테나는안테나의피드점을패치중심대각선을따라이동하면서급전하는형태로임의의주파수에서 2개의직교축퇴모드를여기하는패치의단일점을찾아 90도의위상차를갖게하는구조이다. 그림 (d) 와 (e) 는스트립선로를사용하여패치에 90도의위상차를주어급전하는방식으로 (d) 는단일포트에서전력이인가되어 /4의길이를갖는전력분배기를사용하여사각형패치에 90도의위상차를주어전력을인가하는구조이다. (e) 는패치안테나에 90도의위상차를주어급전하기위해 90도하이브리드전력분배기를사용한경우이다. (f) 는헬리컬안테나이다. 헬리컬안테나의크기에비해패치안테나의크기가소형이기때문에주로패치안테나를많이사용하고있다. 축비대역폭을증가시키기위해 (c), (d) 와같은 90도위상차를주는구조를많이사용하고있다. 하지만이것으로인해단일급전을이용한안테나의크기에비해크기가증가되기때문에적층형으로많이사용되고있다. 그림 2.2 원형편파안테나. (a) 슬롯을가지는원편파패치, (b) 모서리가제거된패치, (c) 대각선에급전위치가있는패치, (d) 전력분배기를이용하여급전된패치, (e) 하이브리드결합기를이용하여급전한패치, (f) 헬리컬안테나.

16 2.2. 모서리가제거된패치안테나 모서리가제거된패치안테나는그림 2.3와같은구조이며, 패치의대각선양모서리를절단하는방향에따라좌원편파와우원편파가결정된다. 그림 2.3 모서리가제거된패치안테나. 모서리가제거된패치안테나는마이크로스트립기판위에구현이되며, 공진주파수를결정하는면적 S를갖는패치와원형편파를갖기위한면적 s를갖는모서리제거부분이있다. 그리고임피던스를매칭하기위해폭 t 1 을갖는허수부튜닝스터브와폭 t 2 를갖는급전선로가있다. 면적 S를갖는 W와 L는식 2.7, 2.8로나타낼수있다. 이때 W는축비를위해 L과 1:1이되게설계한다. reff 는실효유전율을 L은프렌징효과에의해발생된확장길이를말하며, 각각수식 2.9와, 수식 2.10으로나타낼수있다. 유전체의두께 (h) 가클수록실효유전율과프렌징효과에의해발생된확장길이가커지는것을알수있다.

17 (2.7) (2.8) (2.9) (2.10) 원형편파를위해제거된모서리의길이는수식 2.11에의해나타낼수있다. 여기서 s는제거된모서리의면적을말하며 S는모서리를제거하지않았을때의패치면적을말한다. 제거된모서리부분의면적은패치안테나의전체면적에비례하며, 공진주파수 (f r ) 과첫번째모드에서의주파수 (f 1 ) 에관계된다. 제거된모서리영역의위치에따라패치안테나의좌원편파, 우원편파가결정되게된다. 그림 2.3에서보여지는안테나모형은좌원편파를갖는안테나이다. (2.11) t 2 의폭을가지고있는급전선로는패치안테나의임피던스와입력포트와의임피던스실수부를정합하는데사용된다. t 1 의폭을가지고있는스터브는패치안테나와입력포트와의허수부정합을위해존재하며, t 1 과 t 2 의값은동일하며, 스터브의길이를이용정합한다. 이와같은방법으로설계한모서리가제거된패치안테나는그림 2.4의 (a) 와같이 a, b 방향으로전류가흐르게되어 2개의모드가생성이된다. 따라서모서리가제거된패치안테나의공진주파수는제거된모서리에의해생성된 a모드에서의 f 1 와 b모드에서의 f 2 중간지점인 f r 에서공진이일어나게된다. 이때위상차는그림 2.4 (c) 에서보여지

18 는것처럼 a모드에서 -45도 b모드에서 +45도의위상차를가져 f r 지점에서 90도의위상차를갖게된다. 그림 2.4 모서리가제거된패치안테나에서의원편파발생. (a) 패치에서의전류, (b) 전류의크기, (c) 전류의위상

19 III. 단일원편파패치안테나설계 원형편파를갖는패치안테나는앞에서제시한바와같이여러가지가있으나, 본논문에서는 2.2절에서상세히제시한모서리가제거된패치안테나를이용하여, 안테나의주파수대역폭및이득을증가시키기위해구조를변형하였다. 본장에서는변형된안테나의구조와설계방법및각변수에대한안테나의특성변화를서술할것이다 안테나구조및설계 안테나는 2 소자배열안테나를설계하기위한단일소자의안테나에관한것으로구조는 2003년 Chang에의해제안된형태를기본으로했으며, L형태의그라운드에 50옴을갖는 SMA 동축케이블을패치끝에연결시켜공기를유전체로사용한원편파패치형태이다 [7]. 이안테나의장점은증가된원편파대역폭을갖는다는것이다. 그림 3.1에안테나의평면, 측면구조와설계변수를제시하였다. 설계된안테나는 W 1 x L 1 의크기를갖는접지판위에 h 1 높이에 W x L 패치를둔구조로접지판과패치사이의유전체는패치를지탱하기위해공기와유전율이유사한스티로폼 ( 유전상수 1.03) 을사용하였다. 좌원편파를만들기위해패치의왼쪽상부와오른쪽하부모서리부분을잘라내었다. 안테나의급전을위해 h 2 높이의수직그라운드를부착하고 h 1 높이에 50옴을갖는 SMA 동축케이블을연결시켰다. 안테나의임피던스를정합하기위해 s 의간격을두었으며이는매우작다. 모서리가제거된패치안테나의패치크기와제거된모서리의길이는 2.2절에서제시한마이크로스트립패치안테나와동일한수식으로나타낼수있으며, 각변수들의최적값을알아내기위해상용소프트웨어인마이크로웨이브스튜디오 (MWS) 를이용하여가상실험하였다. 패치의크기는 907MHz에서 W=L=142mm로써 0.42 이며, 그림 3.2에패치의크기에따른반사계수변화를제시하였다. 패치의크기가 2mm 변할때마다주파수대역이 12.5MHz 변하는것을볼수있다. 그림 3.3에접지면과패치와의거리 (h 1) 를증가시켰을때공진주파수대역을나타내었다. h 1=10mm 일때 50MHz의대역폭을갖는데비해 20mm로증가시켰을때 140MHz의대역폭을갖는것을확인할수있었다. 다음으로제거될모서리의최적길이를결정하기위해그림 3.4와 3.5에서와같이 t를변화시켰다.

20 제거된모서리의길이를 31.5mm에서더증가시켰을때반사계수는 900MHz에서증가됨을볼수있으나, 축비주파수대역이상향으로이동하며, 축비의최소값과축비대역폭이작아짐을확인할수있었다. 또한제거된모서리길이를감소시켰을때반사계수가 900MHz에서감소됨을볼수있으며, 축비주파수대역폭이하향함을볼수있었다. 다음으로안테나와 50옴 SMA 동축케이블과정합을위해패치와수직그라운드사이의간격 (s) 을조정하였다. 그림 3.6의패치와수직그라운드사이의간격 (s) 에따라안테나임피던스변화가심해공진주파수의변화가큰것을볼수있다. 마지막으로접지판을포함한안테나의전체크기를줄이기위해접지판의폭 (W 1) 과길이 (L 1) 를조정하여축비및공진주파수에영향을주지않는최소한의크기를선정하였다. 그림 3.7과 3.8에접지판의길이를고정한상태에서폭에따른공진주파수변화와축비변화를나타내었다. 접지판의길이가 236mm이상일때는공진주파수와축비에큰영향이없으나, 줄어들때는반사계수는 907MHz에서증가됨을볼수있다, 축비주파수대역은상향이동되며, 대역폭역시감소함을볼수있다. 그림 3.1 모서리가제거된단일급전안테나의구조와설계변수.

21 그림 3.9와 3.10에접지판폭을고정했을때길이에따른공진주파수와축비의영향을나타내었다. 접지판의길이를 215mm 이상으로했을때는공진주파수및축비에큰영향이없으나, 길이를줄였을때반사계수가감소됨을볼수있으며, 축비주파수대역폭이하향이동함을볼수있다. 최종설계된안테나는 W 1=235, L 1=215, W=L=142, t=29, s=7, h 1 =20, h 2 =26,d=2mm의수치를갖는다. 그림 3.2 패치길이 (L) 에따른 S 11 변화 (W 1 =235, L 1 =215, t=31, s=7, h 1 =20, h 2 =26, d=2mm). 그림 3.3. 유전체높이 (h 1 ) 에따른대역폭변화. (W 1 =235, L 1 =215, W=L=141, t=31, s=7, h 2 =26, d=2mm).

22 그림 3.4. 모서리제거길이 (t ) 에따른 S 11 변화 (W 1=235, L 1=215, W=L=141, s=7, h 1=20, h 2=26, d=2mm). 그림 3.5. 모서리제거길이 (t) 에따른축비변화 (W 1 =235, L 1 =215, W=L=141, s=7, h 1 =20, h 2 =26, d=2mm).

23 그림 3.6. 패치와수직그라운드간격 (s) 에따른 S 11 변화 (W 1=235, L 1=215, W=L=141, t=31, h 1=20, h 2=26, d=2mm) 그림 3.7. 접지판폭 (W 1 ) 에따른 S 11 변화 (L 1 =215, W=L=141, t=31, s=7, h 1 =20, h 2 =26, d=2mm)

24 그림 3.8. 접지판폭 (W 1) 에따른축비변화 (L 1=215, W=L=141, t=31, s=7, h 1=20, h 2=26, d=2mm) 그림 3.9. 접지판길이 (L 1) 에따른 S 11 변화 (W 1=235, W=L=141, t=31, s=7, h 1=20, h 2=26, d=2mm)

25 그림 접지판길이 (L 1 ) 에따른축비변화 (W 1 =235, W=L=141, t=31, s=7, h 1 =20, h 2 =26, d=2mm)

26 IV. 단일원편파패치안테나의제작및측정 본장에서는 2-소자배열안테나설계에앞서 3장에서설계된단일안테나를제작및측정한결과를나타내었다. 이는 2-소자배열안테나를설계하기에앞서단일소자의성능을테스트하기위한것과상요소프트웨어를사용했을때의정확성을검증하기위함이다 단일안테나제작 3장에서설계된최적수치를바탕으로안테나를제작하였으며, 치수는표 4-1에제시한바와같다. 안테나의접지판은알루미늄을사용하였다. 수평접지판은 2mm를사용하였고, 수직접지판은커넥터와의나사결합을위해 5mm의두께를사용하였다. 패치의제작은 truncation 길이및패치의길이와폭에따른축비변화가심하기때문에설계된수치와실제제작된수치와의오차를줄이기위해동박필름을부식처리하여제작하였다. 패치를알루미늄접지판위에고정시키기위해 20mm 두께의스티로폼 ( r=1.03) 을사용하였다. 수평그라운드와수직그라운드그리고커넥터는연결을견고하게하기위해나사를이용하였다. 사용된커넥터는내심직경 1.2mm를갖는 50옴 SMA 커넥터이다. 최종적으로패치와커넥터의접합을위해내심과패치하단중간부분을납땜하였다. 이와같은방법으로제작된안테나의모형을그림 4.1에제시하였다.

27 표 4.1 제작된안테나의치수. (W 1 x L 1 x h 2 ) (W x L) Truncation (t) (s) (h 1 ) 235 x 215 x 26mm ( 0.7 x 0.65 x 0.08 ) 142 x 142mm (0.43 x 0.43 ) 31mm 7mm 20mm 2mm 5mm 그림 4.1 제작된안테나사진.

28 4.2. 안테나특성측정 본절에서는제작된단일안테나의반사손실값과방사패턴, 이득및축비의측정값과시뮬레이션된결과를비교하고그차이점을고찰하였다. 제작된안테나는 50MHz-20GHz까지측정가능한 HP8720c 회로망분석기를이용하여, 무반사실에서측정하였다. 측정방법은표준이득혼안테나를이용한전달이득 ( 이득비교 ) 측정법을사용하였다. 축비측정은표준이득혼안테나를이용하여혼안테나가수평일때수직일때각각크기와위상을측정하여계산하였다. 측정된데이터는안테나의반사계수, 방사패턴, 이득, 축비등이며, 이를시뮬레이션데이터와비교하여그래프화하여제시하였다. 그림 4.2는제작된안테나의반사계수와시뮬레이션된안테나의반사계수를나타낸것이다. 측정결과와시뮬레이션결과모두 860MHz에서 1000MHz 까지 VSWR이 2 이하를만족함을볼수있다. 그림 4.2. 제작된안테나반사계수. 그림 4.3에제시된것은안테나의방사패턴이며, (a) 그림은 zx-평면을 (b) 그림은 yz- 평면의패턴을나타내고있다. 그림 4.4에는 900MHz에서의축비데이터비교값을제시하였다. (a) 는안테나의 zx-평면의축비값을나타낸것이며 (b) 는 yz-평면의축비값을나타낸것이다. 데이터결과는 Theta -60에서 60도범위에서가상실험결과와실제측정치가유사하나. 그이후범위에서는오차가발생하는것을볼수가있다. 이는수

29 동측정시위상의변화가심하기때문인것으로판단된다. Theta 0 도인지점에서축비최소값 0.35dB를얻었으며, 축비빔폭은약 120도이다. 측정된안테나의이득은가상실험결과와동일하게 8.7dBi로만족할만한특성을내었다. 이상의측정결과는시뮬레이션결과와유사하다. 따라서배열안테나설계시필요한단일안테나의성능을얻었을뿐아니라, 상용소프트웨어를통한설계에신빙성을갖게되었다.

30 (a) (b) 그림 4.3. 단일안테나방사패턴. (a) zx- 평면, (b) yz- 평면.

31 (a) (b) 그림 MHz 에서의축비 (a) zx- 평면, (b) yz- 평면.

32 V. 2 소자원형편파배열안테나설계 본장에서는 3장과 4장에서설계되고측정된단일안테나를바탕으로 2 소자원형편파배열안테나를설계하는절차를제시하였다. RFID 리더안테나의이득을높이는이유는태그수신거리를증가시키기위함이며, 이는태그안테나가점차소형화됨에따라이득이작아져수신거리가줄어드는것을보완하는것과, 안테나의송출전력을줄여도동일한태그인식거리를유지하기위한것이다 패치간격에따른이득 3장과 4장에서설계제작된단일안테나의결과를이용하여 2 소자배열안테나를설계하였다. 최고의이득을얻기위해상용소프트웨어를이용하여가상실험을하였다. 그림 5.1에두패치간격에따른이득변화를그래프로제시하였다. 가상실험결과는두패치간격이 0.7 일때최대이득인 12.5dBi를갖는다. 실제전력분배기설계후전체안테나의가상실험결과는 0.63 로약간차이가있었다. 이는그림 5.1에서제시한패치간격에따른안테나이득값은단일안테나의시뮬레이션결과를이용하여패치와패치사이그리고, 패치와전력분배기간의커플링을고려하지않고단순히단일안테나의시뮬레이션된방사패턴을합성한것이기때문이다. 실제제작된안테나는상용소프트웨어상에서실제커플링효과까지모두고려된형태이다. 그림 소자배열의소자간격에따른이득변화.

33 5.2. 단일안테나와 FR-4 기판연결특성과전력분배기제작된단일안테나의수직그라운드부분에서의임피던스는 73-j6 옴을나타내었다. 전력분배기설계를위해 FR-4 기판을사용하였으며, FR-4 기판과안테나와연결시서로다른유전체를갖는스트립라인연결로인한임피던스의변화가발생하여 j20의임피던스를나타내었다. 안테나의임피던스변화를확인후 FR-4 기판에병렬전력분배기를설계하였다. 그림 5.2에제시된것이전력분배기이다. Z 0 의스트립라인은 50옴으로설계하였다. 병렬전력분배기설계방법에의해 Z 1 은 100옴으로설계하거나. Z 0 와 Z 1 연결부분에서 35옴의 /4 정합기를사용하여야한다. 하지만본논문에서는 Z 1 에 50옴을갖는스트립라인을구현했으며, 그이유는임피던스정합이다소어긋나더라도제작을고려하여스트립라인의폭을증가시킨것과 /4 정합기를사용하여발생되는안테나크기의증가를막기위한것이다. Z 2 의마이크로스트립선로는 Z 1 의 50옴과안테나의 120옴을연결시키는 /4 정합기를사용하였다. 이때정합기의길이는안테나의허수부를없애기위해설계되었다. 설계된전력분배기의 S 11 과 S 21 값을그림 5.3에제시하였다. 설계된전력분배기는 MHz 범위에서 VSWR 2이하를만족하며, S 21 값은 -3dB를가져야하나 -3.5dB로나타났다. 이는전력분배기설계시발생된, 부정합과, 손실탄젠트 0.02를갖는 FR-4기판을사용한데원인이있는것으로판단된다.. 그림 5.2. 전력분배기.

34 그림 5.3. 전력분배기의반사계수및전달계수. 최종적으로설계된 2 소자배열안테나를그림 5.4에제시하였다. 설계시단일안테나의급전과달리배열안테나에서의급전은스트립라인의피드부분과커넥터의접합을견고히하기위해그라운드아래에서급전선로로비아방식을이용하여 FR-4기판의유전체를통과하여전력분배기의피드끝부분과납땜을하여연결하게설계하였다. 사용된커넥터는단일안테나에서사용한것과동일한내심 1.2mm의 SMA 커넥터를사용하였다. 그라운드의크기는단일안테나에서와동일한방법으로축비에영향을주지않는최소한의크기로설계하였다. 패치의크기 (W x L) 와제거된모서리의길이 (t) 는단일안테나의설계결과를기본으로하였으며, 전력분배기설계후최종가상실험과정에서축비대역폭변화에따라튜닝을거쳐최종설계되었다. 설계된안테나의최종수치는 W 1 =445.45, L 1 =234.7, L 2 =48, W=L=141, d=211.45, s=7, t=32, t 1 =0.67, t 2 =1.915, h=20mm이다.

35 그림 소자배열안테나구조와변수.

36 VI. 2- 소자원편파배열안테나의제작및측정 6.1. 배열안테나제작 설계된안테나는단일안테나와같이공기의유전율과유사한스티로폼 ( 유전상수 1.03) 을이용하여그라운드와고정하였다. 그라운드형태는단일안테나의 L형에마이크로스트립기판을지지하기위해 3mm의알루미늄판을연결하였다. 패치는간격과크기, 제거된모서리의길이, FR-4 기판과의간격을설계수치와오차를줄이기위해구리필름을부식처리하여제작하였다. FR-4 기판은유전율 4.4, 손실탄젠트 0.02, 두께 1mm의재질을이용하였으며전력분배기와 SMA 커넥터연결시견고히하기위해안테나의접지판부분과나사를이용하여정합하였다. 그라운드와 FR-4 기판에비아홀을만들어커넥터의내심이 FR-4의급전라인과연결되도록하여납땜을하였다. 제작된안테나의치수를표 6-1에제시하였으며, 이를바탕으로실제제작한안테나의사진을그림 6.1에제시하였다.. 표 6.1. 제작된 2 소자배열안테나의치수. (W 1 x L 1 x h 2 ) (W x L) (d) Truncation (t) (s) (h) 435 x 235 x 22mm ( 1.34 x 0.7 x 0.06 ) 141 x 141mm (0.43 x 0.43 ) 211mm (0.64 ) 32mm 7mm 20mm 2mm 5mm

37 (a) (b) 그림 6.1. 제작된 2 소자배열안테나. (a) 윗모습, (b) 옆모습.

38 6.2. 안테나특성측정 제작된안테나는 50MHz-20GHz까지측정가능한 HP8720c 회로망분석기를이용하여, 무반사실에서측정하였다. 측정데이터는반사계수, 방사패턴, 이득, 축비등이며, 측정방법은표준이득혼안테나를이용한전달이득 ( 이득비교 ) 측정법을사용하였다. 축비측정은표준이득혼안테나를이용하여혼안테나가수평일때수직일때각각크기와위상을측정하여계산하였다. 그림 6.2에측정한반사계수와가상시험한결과를비교제시하였다. 반사계수는 MHz 내에서 VSWR 2 이하를모두만족함을볼수있으며, MHz 에서는 -14dB를나타내고있다. 최적공진주파수는 975MHz에서나타남을볼수있다. 이는전력분배기설계시부정합이원인으로판단된다. 그림 6.2. 제작된배열안테나반사계수. 그림 6.3에제작된안테나의방사패턴과시뮬레이션결과를비교하여제시하였다. 가상실험결과와실제측정결과가유사함을볼수있으며, 안테나의이득은 11.2dBi를나타내었다. 측정결과를보면그라운드뒷면으로후방방사가일어남을볼수있는데, 이는축비에영향을주지않는범위에서그라운드의크기를최소한으로축소시켰기때문인것으로판단된다. 따라서안테나의이득을증가시키려면그라운드의크기를증가시키면될것으로판단된다. 다음으로안테나의축비를측정하였다. 축비는 Theta

39 -60도부터 60도까지 120도범위만측정하였으며, 그림 6.4에측정된축비데이터와가상실험결과를비교제시하였다. 측정된데이터는가상실험결과와유사한결과가나타났으며, (a) 의 zx-plane의축비빔폭은 80도, (b) 의 yz-plane의축비빔폭은 120도로각각측정되었다. 측정된결과모두 (a) (b) 그림 MHz 에서의배열안테나방사패턴. (a) zx- 평면, (b) yz- 평면.

40 (a) (b) 그림 MHz 에서의축비. (a) zx- 평면, (b) yz- 평면.

41 안테나이득에따른태그안테나인식테스트를하였다. 측정에사용된 RFID 시스템은 Alien 사의제품으로리더기시스템에서의출력전력은 1W이며리더기안테나의이득은 6 dbi이다. 인식거리를비교하기위해사용된태그안테나는 EPC Class1 UHF RFID 태그 (64bit) "Squiggle T" 이다. 측정된데이터를수식 (6.1) 의 Friis의자유공간손실공식을이용하여이론값과비교하였다. (6.1) 여기서 P r, G r 는각각리더기안테나에서의송출전력과이득을말하며, P c, G t 는태그안테나에서의수신되는전력및태그안테나의이득을말한다. 그림 6.5에 (6.1) 의수식을이용한안테나이득에따른수신거리값을나타내었으며, 표 6.2에이득의증가에따라측정한태그인식거리를비교하였다. 6dBi의이득을갖는상용안테나를기준으로하였을때제작된단일안테나는이득이 1.7dBi 증가하였으며, 인식거리는 2m 증가한것으로측정이되었다. 2 소자배열안테나의경우는이득이 5.2dBi 증가하여 4.6m의인식거리가증가한것으로나타났다. 이는 Friss 공식을이용한이득에따른태그안테나인식거리를나타낸데이터와동일하다.

42 그림 6.5. 리더안테나이득에따른태그최대판독거리 Alien 6dBi 5m 8.7dBi 7m 2-factor 11.2dBi 9.6m

43 VII. 결론 본논문에서는 UHF 대역 RFID 리더기원편파배열안테나를설계및제작하였다. 이는리더기안테나의송신전력을절반으로줄였을때 2소자배열을이용한리더기안테나의이득을 3dBi 증가시켜태그의인식거리를리더안테나의전력을줄이지않았을때와동일하게유지시키는데목적이있다. 제작된안테나는간단한구조로적은제작비용을사용하여상업적으로제작이가능하다. 2소자배열안테나를설계하기에앞서우선 Chang에의해고안된단일안테나를 RFID 리더안테나의기본요건에적합하게상용소프트웨어를이용하여, 원하는주파수대역에서의축비를얻기위해최적설계를하였다. 그리고시뮬레이션결과의신빙성검증과, 배열안테나의제작시이득증가를확인하기위해단일안테나를제작측정하였다. 검증된단일안테나의결과를바탕으로마이크로스트립을이용한전력분배기를설계하여 0.63 의거리를갖는 2소자배열안테나를설계하였다. 제작하여측정된안테나는 11.2dBi의이득을가지며, zx-평면 60도, yz-평면 120도의 3dB 축비빔폭을각각나타내었다. 이는단일안테나에서의축비빔폭과유사하며, 단지 zx-평면에서의축비빔폭이줄어든것은 x 방향으로배열을하였기때문이다. 반사계수는 MHz 대역에서 -15dB이하의특성을나타냈으며최대 RFID 태그인식거리테스트시 6dBi의이득을갖는상용리더기안테나의인식거리 5m보다 4.6m 증가된 9.6m의인식거리를나타내었다. 그리고단일안테나의이득이 8.7dBi 일때의태그수신거리 7m와비교하여, 약 3dBi 증가시태그인식거리가 2.6m 증가함을확인하였다. 이와같은결과로인해리더기시스템의송신전력을반으로줄일수있으며, 태그안테나의소형화에따른이득감소로인한인식거리문제를해결할수있을것으로본다.

44 참고문헌 [1] Qing, X. and N. Yang, "2.45 GHz circularly polarized RFID reader antenna," Proc. IEEE 9th Int Conf. Comm. Sys., 6-8 Sept. 2004, pp [2] Foster, P. R. and R. A. Burberry "Antenna problems in RFID systems," Proc. IEE Colloquium on RFID Technology, 25 Oct. 1999, pp. 3/1-3/5. [3] Raumonen, P.and M. Keskilammi, L. Sydangeimo, and M. Kivikoski, "A very low profile CP EBG antenna for RFID reader," Dig IEEE Antennas Propagat. Soc. Int. Symp., June 2004, pp [4] Padhi, S. K and N. C. Karmakar and C. L. Law, "Dual polarized reader antenna array for RFID application," Dig IEEE Antennas Propagat. Soc. Int. Symp., June 2003, pp [5] Salonen, P., M. Kesilammi, L. Syddanheimo and M. Kovikoski, "An intelligent 2.45 GHz multi-dimensional beam-scanning X-array for modern RFID reader," Dig IEEE Antennas Propagat. Soc. Int.Symp., pp , July [6] Salonen, P. and L. Syddanheimo, "A 2.45 GHz digital beam-forming antenna for RFID reader," Proc. IEEE 55th Vehicular Tech. Conf., pp , 6-9 May [7] Chang F.-S and K.-L. Wong, and T.-W. Chiou, "Low-cost broadband circularly polarized patch antenna," IEEE Trans. Antennas Propagat., Vol. 51, No. 10, pp , Oct